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Modulação por Código de Pulsos (PCM) – Resumo Geral 
 
Prof. Fred Sizenando Rossiter Pinheiro 
(Sistemas De Telecomunicações I) 
 
 
A digitalização nas telecomunicações foi iniciada nos final dos anos 70 pela Rede de 
Transporte, mais precisamente pela digitalização dos sistemas de transmissão (entroncamento 
entre diferentes centrais telefônicas analógicas), o objetivo inicial era (com a multiplexação) 
diminuir a quantidade de pares necessários à conexão, além de tentar garantir o padrão de 
baixos índices de diafonia. 
 A tecnologia que melhor se adaptou no Brasil à situação encontrada foi a Pulse Code 
Modulation (PCM) técnica de codificação por forma de onda baseada no padrão europeu e 
utilizando a multiplexação por divisão no tempo (TDM.). Os primeiros sistemas PCM foram 
implantados em grandes e médias cidades. Os circuitos utilizados na técnica PCM têm 
evoluído desde então, com ganhos consideráveis de capacidade de transmissão. 
 
A técnica PCM é definida pela especificação G.711 formulada pela ITU-T (seção de 
Padronização da área de Telecomunicações do ITU - União Internacional de 
Telecomunicações) e trata-se do mais simples – embora mais rico em informação – feitio de 
codificação. Consistindo apenas na discretização do sinal no tempo e da quantificação de suas 
amplitudes uniformemente, sem qualquer forma de compressão, trata-se do modelo base para a 
maioria dos padrões de codificação. 
 
Basicamente o PCM original padrão europeu denominado E1, tem 30 entradas 
analógicas paralelas e uma saída digital serial na velocidade de 2,048 Mbits/s contendo 30 (+2) 
canais. Os dois canais adicionais são utilizados para sincronismo, sinalização de linha e 
alarmes. Cada canal individual digitalizado é transmitido na velocidade de 64 kbits/s. 
 A chamada Transmissão por Banda Base (sem modulação) a 2,048 Mbits/s 
corresponde, de acordo com a Série de Fourier a uma frequência fundamental de 1.024 KHz. 
Com o uso dessa tecnologia buscava-se inicialmente a economia nos pares necessários para o 
entroncamento, ou seja com 4 pares (2 transmissão e 2 Recepção) passou a ser possível a 
conexão bidirecional de 30 canais,uma economia de pelo menos 56 pares. 
Os primeiros sistemas digitais PCM testados para transmissão em cabos de pares 
tiveram péssimo desempenho em termos de alcance, verificou-se que com distâncias de 100 
metros a taxa de erro de bit (BER) já assumia valores assustadores. Pesquisadores logo 
verificaram que a uma das causas dessa limitação era a dificuldade de reconstruir os pulsos 
originais em seus tempos corretos devido o espalhamento espectral que o cobre provocava de 
forma mais intensa em sinais de mais alta frequência e consequente distorção. Esse problema 
era agravado quando existia uma longa sequência de 0 (zero) ou de 1 (um),ou seja a maior 
participação de componente DC no sinal dificultava a captação correta do mesmo. Logo se 
desenvolveu a técnica de codificação do sinal já digitalizado denominada codificação de linha 
que possibilitou a ampliação do alcance possível para pouco mais de 1 km. 
As Codificações de linha AMI e HDB-3 foram as mais adequadas e mais utilizadas até 
hoje nesse objetivo. Como os entroncamentos entre centrais normalmente ultrapassam 1 km, 
então passaram a ser utilizados Regeneradores bidirecionais nos trechos intermediários, 
especialmente em cabos subterrâneos ou enterrados. Convém destacar que uma simples 
2 
 
amplificação (como pode ser feita em sistemas analógicos) não é adequado para sinais digitais, 
os quais precisam detectados e reconstruídos. 
O PCM é uma das 3 técnicas mais utilizadas ( na opção codificadores de forma de 
onda) para digitalização de voz, as outras são: DPCM (PCM Diferencial) uma variante da 
técnica inicial e a Modulação Delta (DM). Abordaremos essas duas outras técnicas 
posteriormente. 
O PCM é a técnica que obtém melhor fidelidade na recuperação do sinal analógico, 
para tal adota um sistema TDM obedecendo ao Teorema da Amostragem (Critério de 
Nyquist) no qual a banda do canal telefônico de 0,3 a 3,4 KHz é “fotografada” por pulsos de 8 
KHz, resultando no período de amostragens de 125 micro segundos. Cada amostra é 
quantizada com base de 256 níveis de amplitude, resultando em um byte de 8 bits por 
amostra. Isso tudo corresponde a que cada sinal telefônico passe a ser transmitido na 
velocidade de 8 bits x 8 KHz= 64 Kbits/s. 
O não atendimento do Teorema da Amostragem implica no fenômeno denominado 
“Aliasing” ou “foldover”, no qual ocorre distorção relevante no sinal recuperado na recepção. 
No padrão europeu denominado E1, são multiplexados no tempo 32 canais, resultando 
o trem de pulsos de 32 x 64 Kbits/s = 2,048 Mbits/s. 
O processo de quantização adotado é o Não Linear com base na Lei A, no qual se 
busca a equalização da Relação Sinal / Ruído de Quantização a partir de uma melhor 
aproximação dos níveis de amplitudes mais baixos em detrimento dos níveis mais altos. 
 
Nos Estados Unidos e no Japão, o sistema TDM-PCM adotado é o T1, 
correspondendo ao agrupamento de 24 canais com velocidade final reduzida para 1,544 
Mbits/s. A quantização adotada no padrão T1 se fundamenta na Lei 

. 
 
 
 
Figura 1 - Entroncamento com cabo entre 2 centrais analógicas utilizando 3 sistemas E1. 
 
3 
 
O padrão de digitalização de sinais de voz adotado no PCM E1 - e aplicado na 
Telefonia Fixa em geral e em muitas outras situações - apesar de ter o melhor resultado em 
fidelidade na recuperação dos sinais, requer uma banda passante para transmissão total de pelo 
menos 1.024 KHz, ou 32 KHz por canal. Em algumas outras aplicações onde a voz também é 
digitalizada como a Telefonia Celular não há disponibilidade dessa banda toda, e são adotadas 
técnicas de compressão visando retirar possíveis redundâncias e consequentemente permitir a 
transmissão digitalizada através de uma banda mais estreita. 
 Os chamados Vocoders (Codificadores de Voz) são circuitos que digitalizam o sinal 
da voz visando reduzir ao máximo a taxa de transmissão, consequentemente a banda requerida 
de transmissão, eles são peças fundamentais nos sistemas celulares. Existem Vocoders que 
conseguem reduzir a taxa de transmissão da voz para 16 Kbits/s ou até 8 Kbits/s. Essa área de 
técnicas de compressão é um dos segmentos tecnológicos onde as pesquisas têm ultimamente 
produzido inúmeros novos modelos de algoritmos visando obter redução de banda com o 
mínimo de perda de qualidade. 
A lógica do processo de digitalização para sons de áudio segue o mesmo raciocínio dos 
princípios adotados no PCM, em especial o Critério de Nyquist: um CD gravado, a partir de 
uma LP analógico, adota frequência de amostragem pouco superior a 44 KHz para ter 
fidelidade stereofônica dos sinais de áudio na banda de 20 KHz original. 
 
 
 AMOSTRAGEM DE SINAIS CONTÍNUOS 
 
 Os sinais discretos no tempo normalmente ocorrem como representação de 
sinais contínuos no tempo. Isto ocorre em parte porque o processamento de sinais 
contínuos em sistemas digitais é executado a partir da execução de uma série de 
amostragens baseadas em trem de pulsos periódicos. 
 Neste capítulo, discutiremos o processo de amostragem periódica com 
maior detalhamento, incluindo a questão do aliasing quando o sinal não é 
limitado em frequência ou quando a taxa de amostragem não é suficientemente 
alta. 
 
1.2.1 - AMOSTRAGEM PERIÓDICA 
 
 Embora existam outras possibilidades, o método típico de obter uma 
representação discreta no tempo de um sinal contínuo é através da amostragem 
periódica, na qual uma sequência de amostras x[n] é obtida a partir de um sinal 
contínuo no tempo Xc(t) de acordo com a relação: 
 
 x[n] = Xc (n,T)-   n  +  (1) 
 
 
 
 
4 
 
 
 
 
 
 
 
FIG. 2 - DIAGRAMA EM BLOCOS DE UM CONVERSOR 
CONTÍNUO/DISCRETO IDEAL 
 
 
 Na eq. 1, T é o período de amostragem, reciprocamente, fs = 1/T, é a 
frequência de amostragem, em amostras por segundo. 
 Na fig. 1, nós ilustramos um esboço de um conversor contínuo/discreto 
ideal, na prática a operação de amostragem é comumente implementada por um 
conversor analógico/digital. Tais sistemas podem ser vistos como aproximações 
de um conversor C/D ideal. Os aspectos mais relevantes no projeto de um 
conversor A/D incluem a quantização das amostragens de saída, linearidade, a 
necessidade de circuitos de amostragem e retenção e as limitações da velocidade 
de amostragem. 
 Na figura seguinte está representado o processo de amostragem em 2 
estágios, consistindo de um modulador de trem de pulsos seguido da conversão 
do trem de pulsos em uma sequência. A figura (b) ilustra 2 sinais contínuos no 
tempo e o processo da amostragem pelo trem de pulsos. A figura (c) mostra o 
resultado da amostragem. 
 A diferença essencial entre xs (t) e x[n] é que xs (t) é um sinal contínuo no 
tempo (especificamente um trem de pulsos) que é zero, exceto em instantes de 
tempo múltiplos de T. A sequência x[n], por outro lado, é indexado na variável 
inteira n, a qual introduz uma normalização no tempo, isto é, x[n] não contém 
informação explícita sobre a taxa de amostragem. Além disto, as amostragens de 
xc (t) são representadas por números finitos em x[n] em vez de áreas sobre os 
pulsos como em xs (t). 
 É importante enfatizar que a figura 6 é uma representação matemática do 
processo de amostragem e não a representação de um circuito elétrico. Esta 
representação foi colocada objetivando avaliar melhor o processo, evitando-se 
representações formais derivadas das fórmulas da Transformada de Fourier. 
C/D ------------------ -------------------> 
xc (t) x[n] = xc (nT)  
 | 
 | 
T 
5 
 
 
FIG. 3 
 
 
FIG. 4- SISTEMA BÁSICO DE MODULAÇÃO P.A.M. 
 
6 
 
 
 
3.2 - REPRESENTAÇÃO DA AMOSTRAGEM NO DOMÍNIO DA 
FREQUÊNCIA 
 
 Considerando inicialmente a conversão de xc (t) para xs (t) através da 
modulação do trem de pulsos. O sinal modulante s(t) é um trem de pulsos 
periódico: 
 
 S(t) = (t - nT) (3.2) 
 
 Onde  (t) é a função impulso ou função delta Dirac. Consequentemente, 
 
 xs (t) = xc (t) s (t) 
 = xc (t) (t - nT) (3.3) 
 
 Utilizando propriedade da função impulso: 
 
 xs (t) = xc (nT)  (t - nT) (3.4) 
 
 
 Vamos agora considerar a Transformada de Fourier de xs (t). Como na eq. 
(3.3), xs (t) é o produto de xc (t) e s(t), a Transformada de Fourier de xs (t) é a 
convolução das Transformadas de Fourier xc (jW) e s (jW). A Transformada de 
Fourier de um trem de pulsos periódico é um trem de pulsos periódico. 
 Especificamente, s (jW) é: 
 
 s (jW) = 2/T  (w - kws) (3.5) 
 
 
onde Ws = 2/T é a frequência de amostragem em radianos/seg. Desta forma: 
 
xs (jW) = 1/2 xc (jw) * S (jw) 
 
onde * representa a operação de convolução, daí: 
 
xs (jW) = 1/T xc (jw - kjws) (3.6) 
 
 
 
7 
 
 A equação (3.6) mostra a relação entre as Transformadas de Fourier da 
entrada e saída do modulador de trem de pulsos da figura 3.2 (a). Nós vemos, a 
partir da eq. (3.6) que a Transformada de Fourier de xs (t) consiste de cópias 
periódicas da Transformada de Fourier de xc (t). As cópias de xc (jW) são 
deslocadas de múltiplos inteiros de frequência de amostragem formando um 
“trem de pulsos com amostragens”. A figura 7 ilustra a representação no domínio 
da frequência do trem de pulsos de amostragem. A figura 7 (a) representa a 
Transformada de Fourier com banda limitada, onde o valor mais alto de 
frequência com intensidade não nula de xc (jW) ocorre em Wn. A figura 7 (b) 
mostra o trem de pulsos periódicos s (jW) e a figura 7 (c) mostra xs (jW), o 
resultado da convolução de xc (jW) com s (jW). Pela figura 7 (c) fica evidente 
que quando: 
 
 Ws-Wn > Wn, ou Ws > 2 Wn 
 
então a réplica de xc (jW) não se sobrepõem e, desta forma, quando elas são 
adicionadas juntas na eq. (3.6) ainda permanecem como réplicas de xc (jW) a 
cada inteiro múltiplo de Ws (com fator de escala de 1/T). Consequentemente, xc 
(t) pode ser recuperado a partir de xs (t) com um filtro passa-baixas ideal. Isto é 
visto na figura 8 que apresenta o modulador de trem de pulsos seguido do sistema 
invariante linear no tempo com resposta em frequência Hr (jW). Para xc (jW) 
como na figura 8 (b), xs (jW) seria como mostrado na figura 8 (c), onde foi 
considerado que Ws > 2 Wn, assim: 
 
Xr (jW) = Hr (jW) Xs (jW), (3.8) 
 
Se Hr (jW) é um filtro passa-baixas ideal com ganho T e frequência de corte Wc, 
tal que: 
 
Ws < Wc < (Ws - Wn) (3.9) 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
8 
 
 
 
 
 FIG. 5 
 
então: 
 
Xr (jW) = Xc (jW) (3.10) 
 
conforme ilustra a fig. 8 (e). 
 
 Se a desigualdade (3.7) não acontecer, ou seja, se Ws < 2Wn, ocorrerão 
superposições das bandas de tal forma que não mais será possível a recuperação 
9 
 
do sinal original através do filtro passa-baixas. Isto é ilustrado na figura 3.3 (d), 
neste caso, o sinal recuperado xr (t) da fig. 8 (a) apresenta-se distorcido em 
relação ao sinal original contínuo de entrada. A fig. 9 ilustra o aliasing no 
domínio da frequência para o caso simples de um sinal cosenoidal. A fig. 9 (a) 
mostra a Transformada de Fourier do sinal 
 
xc (t) = cos (Wot) (3.11) 
 
Circuito Básico para Amostragem e Retenção (sinal PAM) 
 
 
 
 
10 
 
 
FIG. 6 
 
Na figura seguinte temos um exemplo de Aliasing onde um sinal de 5,5 KHz é 
Introduzido no equipamento PCM com freqüência de Amostragem de 8 KHZ ( 8KHz < (2x5,5 
KHz=1 KHz), a amostragem não obedece ao Princípio de Nyquist e daí o sinal que seria 
11 
 
recebido após o filtro seria totalmente deformado em relação ao original, no caso seria um sinal 
de (8-5,5 KHz =) 2,5 KHz. Esse sinal soaria como um “apito” no ouvido da pessoa do outro 
lado da linha. 
 
 
 
O filtro passa baixas na entrada do PCM deve tem tipicamente uma curva de corte 
conforme a figura a seguir. 
 
Na telefonia a amostragem é feita a 8 kHz, devendo portanto serem eliminadas as frequências 
superiores a 4 kHz. A Figura 24 mostra as características que devem ser obedecidas pelo filtro 
de entrada segundo o ITU-T. Note que a rejeição a freqüência de 60/50 Hz da rede deve ser 
de 30 dB, e observe que a rejeição acima de 4600 Hz deve ser de pelo menos 32 dB. Na faixa 
de 300Hz a 3300 Hz o filtro deve ter resposta quase plana (0.15 a -0.15dB) 
 
 
Figura 8-Máscara de filtro (padrão ITUT-T) para Telefonia digital 
12 
 
 
 
 
Nas aplicações comerciais os circuitos denominados CODEC’s, que realizam a 
codificação e decodificação, possuindo opções para as duas leis de compansão (A e µ). Muitos 
circuitos também incluem os filtros de entrada circuito de amostragem, filtro de recepção e a 
correção da distorção (sin x)/x. 
 
QUANTIZAÇÃOA Amostragem está vinculada diretamente ao processo de multiplexação TDM, para a 
execução da transformação A/D, usa-se o byte de 8 bits por amostra, isso implica na limitação 
de 256 valores possíveis de amplitude a serem representados digitalmente. Para concretizar 
esse procedimento adota-se o sistema de Quantização que transforma os sinais contínuos na 
variação de amplitude em sinais com valores discretos de amplitude. O sinal na saída do 
Amostrador é um sinal PAM e normalmente ele sofre retardo na transmissão através do 
processo de retenção de cada amostra executada ( Sample and Hold) 
Na Quantização Linear, quanto maior for o número de bits, melhor será a aproximação 
feita, ou seja menor o Ruído de Quantização decorrente do erro introduzido. Mas a utilização 
de uma maior quantidade de níveis de quantização implica na necessidade de maior quantidade 
de bits para representar cada amostra digitalmente, isso significa maior necessidade de banda. 
 
13 
 
A Relação Sinal Ruído de Quantização para o módulo da variação de amplitude do 
sinal original prevista de 0 a Amax pode ser expressa pela equação a seguir. 
 







max
log2002,676,1
A
A
nSQR
 
 
Onde “n” é o número de bits adotado na amostra e “A” a amplitude da amostra. 
 
 
 
A expressão acima pode ser deduzida a partir da evolução da razão entre o valor 
esperado do quadrado da tensão do sinal e o valor esperado do quadrado do erro de 
quantização (diferença entre o sinal recebido e o sinal original).Essa dedução pode ser vista no 
Livro “Digital Telephony” de John C. Bellamy página 100 e Apêndice A. 
 
 
14 
 
 
 
Na Quantização Uniforme (Linear) (QL) a probabilidade de ruído de quantização (erro) 
é a mesma independentemente da amplitude de cada amostra, em consequência a Relação 
Sinal/Ruído de Quantização é pior para os sinais de mais baixas amplitudes. Nas 
comunicações telefônicas estatisticamente comprova-se a maior predominância de níveis de 
mais baixa amplitude. Essas inconveniências levaram á concepção da Quantização Não 
Linear que inicialmente era obtida através de uma compressão prévia do sinal antes da 
execução da própria QL, essa compressão seguia basicamente um de dois padrões 
internacionais estabelecidos. 
 
A Quantização Linear no PCM atribui bits de maneira igualitária para todas as amplitudes do 
sinal que se digitaliza. Porém, a audição humana não é igualmente sensível às baixas e às altas 
amplitudes. Na verdade, quanto maior for a amplitude do sinal, menos detalhada é a sua 
percepção. Portanto, seria coerente quantizar com mais bits as baixas amplitudes em 
detrimento das maiores – afinal, o ruído de quantização seria mais inconveniente quando 
objetiva-se escutar com clareza alguma informação de pequena amplitude do que quando 
temos uma amplitude tão grande que qualquer ruído passaria despercebido. 
 
Atentivamente a esta característica da audição humana, foram propostas duas maneiras de se 
alocar bits de maneira não uniforme para representar sinais digitais: a Lei µ (iniciativa 
estadunidense) e a Lei A (iniciativa européia). A formulação destas leis se dá conforme abaixo: 
 
 
 
 
 
Onde µ e A são constantes, ∆s é o intervalo de amplitude do sinal de entrada (não 
quantizado) e ∆vé o comprimento do intervalo de quantização correspondente. É 
comum as implementações em que µ = 255 e A=87,6, o que permite manter o ruído 
de quantização constante em toda a faixa dinâmica utilizando-se apenas 256 
intervalos (8 bits). 
A Quantização Não Linear nos primeiros circuitos PCM corresponde á execução de 
uma compressão prévia no Sinal Analógico antes da quantização Linear consequente. 
Posteriormente um só circuito já passou a executar essa dupla operação diretamente. 
 
As semelhanças entre lei µ e lei A são evidentes. Entretanto, cabe ressaltar as 
seguintes diferenças: a Lei A possui alcance dinâmico maior do que a Lei μ, 
enquanto esta possui desempenho sinal/distorção melhor para baixos níveis de 
15 
 
sinais do que Lei A. Além destes fatos, a Lei A exige 13-bits para um equivalente 
PCM uniforme, enquanto a Lei μ exige 14 bits. 
Por fim, é importante esclarecer que caso seja preciso estabelecer comunicação 
internacional entre dois países, um que usa lei A e outro que usa lei µ, cabe ao 
país usuário desta última realizar as conversões entre as leis para que a 
comunicação possa ocorrer. 
 
 
 
 
 
 
 
 O erro de quantização também denominado distorção de quantização ou 
ruído de quantização, poderá ser diminuído com o aumento do número de níveis 
de quantização. Mas isto por sua vez acarretaria um aumento do número de 
pulsos codificados necessários para transmissão de informações de amplitude. 
 Um aumento do número de pulsos codificados só se torna possível com a 
diminuição da largura do pulso, o que significa uma largura de faixa (espectro) 
maior, ou com uma redução do número de canais multiplexados. Como sabemos, 
no código binário, a quantidade de níveis codificáveis com n bits (pulsos) é 2n , a 
tabela seguinte nos dá o número de níveis de quantização em função do número 
de bits n. 
n = número de bits do código nº de níveis de quantização 
5 32 
6 64 
7 128 
8 256 
9 512 
10 1.024 
 
16 
 
 A relação sinal/ruído (de quantização) para um sistema PCM é um 
parâmetro inerente ao projeto que pode ser colocado da seguinte forma: supondo-
se que o nível do sinal é grande em relação à diferença entre 2 níveis de 
quantização consecutivos, os erros introduzidos nas amostras que vão se 
sucedendo alcançarão, no máximo a metade da diferença entre dois níveis 
consecutivos de quantização; isto é +/- V/2, onde V é o degrau de quantização. 
 Considerando uma distribuição linear homogênea dos níveis de 
quantização e como todos os valores de erro até este máximo são igualmente 
prováveis e ocorram aleatoriamente, o valor eficaz do erro introduzido é (1/2V) x 
(1/raiz de 3) que aparecerá uniformemente distribuído em toda a largura de banda 
na recepção. A relação sinal/ruído de quantização (S/N) será a razão entre o valor 
eficaz da amplitude do sinal e o valor eficaz do erro introduzido. 
 Amplitude pico a pico do sinal = número de níveis x diferença entre 2 
níveis consecutivos. 
 Amplitude pico a pico do sinal = bn . v 
 Onde b é a base do código usado (b=2 na maioria dos sistemas) e n é o 
número de pulsos do código. 
 daí: S/N = (pág. 14) 
 
 Considerando a relação de potências em dB, temos: 
 
 20 log(S/N) = n20log(b) + 1/2 . 20log(3/2) 
 = 20n log(2) + 10 (log3 - log2) 
 = 6n + 1,76 dB (para b=2) 
 
 O resultado acima demonstra outra vantagem do PCM, ou seja, a relação 
S/N em dB varia linearmente com o número de pulsos de uma palavra codificada 
(n), como o aumento da quantidade de pulsos (bits) de uma palavra força a 
diminuição da largura do tempo de bit, então a relação S/N será proporcional a 
largura de faixa do espectro do sinal digital. Em sistemas FDM, ao contrário, o 
incremento da S/N em dB é proporcional ao logaritmo da largura de faixa. 
 
 
 
 
 
 
 
A tabela a seguir ilustra melhor os reflexos da alteração da relação sinal/ruído 
com a variação do número de bits de cada palavra. 
17 
 
Nº de 
bits 
Quantidade 
de níveis 
quânticos 
Relação 
Sinal/Ruído 
(dB) 
1 2 7,76 
2 4 13,76 
3 8 19,76 
4 16 25,76 
5 32 31,76 
6 64 37,76 
7 128 43,76 
8 256 49,76 
 
 No sistema de quantização linear homogêneo, observa-se que o valor 
provável instantâneo do ruído(erro) de quantização é o mesmo 
independentemente do valor instantâneo da amplitude do sinal, isto equivale dizer 
que a relação SINAL/RUÍDO será maior (melhor) para maiores valores de 
amplitude e menor (pior) para menores valores de amplitude. Esta apreciação se 
torna ainda mais preocupante com o fato de que numa conversação telefônica 
predominam estatisticamente os sinais de baixa amplitude (-15 dbm). Isto 
significa, em outras palavras, que a qualidade da comunicação será melhor 
quando a amplitude instantânea do sinal for maior. 
 O gráfico da figura abaixo ilustra comparativamente a relação sinal/ruído 
(S/N) para sistemas PCM com quantizadores lineares homogêneos e diferentes 
quantidades de bits. 
 
 
18 
 
 
 As figuras 10a, 10b, e 10c ilustram o processo de quantização linear. 
 
2.1.3 - QUANTIZAÇÃO NÃO LINEAR 
 
 A quantização não linear foi concebida com o objetivo de promover maior 
equalização da relação sinal/ruído. Para atingir esta meta, o número de níveis de 
quantização é mais compactado nas baixas amplitudes e mais espaçado nas altas 
amplitudes (vide figuras 11a e b). A este processo de quantização não linear dá-
se o nome de compressão e a curva entrada x saída usada nos sistemas PCM tem 
característica logarítmica aproximada através segmentos de reta. 
 Pode-se obter melhora de 26 dB na S/N usando-se a carcterística 
logarítmica de compressão. 
 O erro de quantização provoca na recepção um ruído (de quantização) que 
é semelhante ao ruído branco, ou seja é igualmente “espalhado” no espectro do 
sinal. 
 
 
 
FIG.11 - QUANTIZAÇÃO NÃO LINEAR 
 
 
19 
 
 
FIG.16 
 
 A figura acima ilustra como o erro de quantização é minimizado nas 
pequenas amplitudes do sinal e ampliado nos pontos de maior intensidade. 
 
 
LEIS DE COMPRESSÃO 
 
 A lei de compressão define uma curva que relaciona o nível do sinal 
comprimido na saída como o nível do mesmo sinal na entrada da compressão. 
 Foram estudadas diversas curvas de compressão, verificando-se que a lei 
de compressão com escala logarítmica era a mais conveniente. 
 A compressão de níveis pode ser realizada de duas formas: analógica e 
digital. 
 Na compressão analógica o sinal PAM passa por um circuito de 
compressão cuja curva de transferencia é análoga à fig. 13 e em seguida estas 
amostras são aplicadas a um quantizador linear, conforme ilustra a fig. 14. 
 A curva de compressão completa (lei A) é constituída por 13 segmentos 
que abrangem o 1º quadrante (sinais positivos) e 3º quadrante (sinais negativos), 
sendo que os segmentos que passam na origem são co-lineares (mesma 
inclinação), resultando que B´B forma um único segmento (segmento 7). Na 
prática o processo de compressão é precedido de uma retificação em onda 
completa que reduz o sistema a utilizar somente 7 segmentos e a sinalização (+ 
ou -). 
 
A figura 17, a seguir ilustra a característica de compressão da lei A de 13 
segmentos. 
 
20 
 
 
 
FIG. 18 - CARACTERÍSTICA DA LEI “A” DE 13 SEGMENTOS (8 
segmentos se considerado o módulo) (COMPRESSÃO LOGARÍTMICA) 
 A compressão de níveis pode ser realizada de duas formas: análoga e 
digital. Na compressão análoga o sinal P.A.M. passa por um circuito de 
compressão cuja curva de transferencia é analógica á figura 17 e, em seguida, 
estas amostras são aplicadas a um quantizador linear conforme ilustra a fig. 18. 
 Este tipo de compressão apresenta desvantagens, pois sofrem influencias 
das variações de temperatura. Na compressão digital, o sinal P.A.M. passa por 
um quantizador não linear que, devido suas características, realiza 
simultaneamente as operações de compressão e quantização (fig. 19), 
21 
 
 
 
 
 
 
 A relação SINAL/RUÍDO obtida compansão (compressão + expansão) em 
sistema com 8 bits eqüivale a de um código com 12 bits com quantização linear 
homogênea. 
 Na compressão digital, o sinal P.A.M. passa por um quantizador não linear 
que, devido suas características, realiza simultaneamente as operações de 
compressão e quantização. 
 Através da quantização não linear consegue-se manter a relação S/R quase 
constante ao longo da faixa de variação de amplitude do sinal de até 30 dB. 
 Raramente ocorre uma variação de uma voltagem mínima para uma 
voltagem máxima, entre 2 amostragens seguidas de um sinal de voz. 
Aproveitando-se deste fato e objetivando obter uma redução na taxa de 
transmissão sem perda de qualidade é que foi desenvolvida a técnica ADPCM 
(Adaptive Differential Pulse Code Modulation) que utiliza 32 Kbit/s em vez do 
usual 64 Kbit/s utilizado no PCM convencional. 
 Sistemas de codificação mais complexos como o LPC (Linear Predictive 
Coding) conseguem reduzir a taxa de transmissão para até 4,8 Kbit/s. O 
22 
 
processamento envolvido neste tipo de codificação envolve retardos da ordem da 
ordem de 20 mili-segundos, os quais são indesejáveis, desta forma o PCM 
baseado em 64 Kbit/s se impõe como a técnica de codificação mais utilizada em 
redes de telecomunicações. 
 Nos sistemas PCM atuais existem a seguintes leis de compressão: 
 
a) Lei A, utilizada para sistemas de 30 + 2 canais, dada pela seguinte fórmula: 
 
Y= A_____ x para 0 < x < 1/A 
 1 + log. A 
 
Y = 1 + log. (A.X) para 1/A < x < 1 
 1 + log. A 
 
 A é um valor determinado empiricamente, para termos um bom 
desempenho de relação sinal/ruído, e vale 87,6. 
 A Lei A é adotada nos sistemas PCM da maioria dos países da Europa e da 
América Latina. 
 
b) Lei M, utilizada para sistemas de 24 canais (americano) dada pela seguinte 
fórmula: 
 
Y = log (1 + MX) , onde M = 255 
 log (1 + M) 
 
nas relações anteriores: 
- X = U onde 
 U máx 
 
U - valor instantâneo da amplitude do sinal de entrada. 
 
U máx - Máximo valor da amplitude quantizável. 
 
-Y = i , onde 
 B 
i = número de ordem do nível de quantização a partir do meio da curva. 
 
B = número de níveis de quantização em cada metade da curva. 
 
23 
 
 A figura 16 ilustra a curva da lei A, que apresenta as seguintes 
características básicas: 
1 - Cada segmento tem o mesmo número de níveis. 
 
2 - Os intervalos entre níveis dentro de um mesmo segmento devem ser iguais. 
 
3 - Os intervalos em todos os segmentos devem ser múltiplos integrais dos 
intervalos contidos no primeiro segmento, correspondente às menores amplitudes. 
 
 
FIG. 16 - A CURVA CARACTERÍSTICA DA LEI DE COMPRESSÃO DE 
13 SEGMENTOS 
 
 
 
CODIFICAÇÃO 
 
24 
 
2.3.1 - INTRODUÇÃO 
 
 
 A codificação é a operação que associa um determinado código a cada 
valor de pulso PAM após serem quantizados e comprimidos. Nos primeiros 
sistemas PCM implantados no Brasil, como PCM fabricação TELETTRA que 
interligava Lagoa Nova a Ponta Negra em Natal, os processos de amostragem, 
quantização e codificação eram executados em circuitos distintos, atualmente 
todo o processo de conversão analógico-digital já está integrado em 1 só circuito. 
 A necessidade de codificação dos pulsos PAM vem do fato de que caso 
estes pulsos fossem transmitidos diretamente, as amplitudes dos sinais seriam 
facilmente distorcidas pelo meio de transmissão, e os circuitos de identificação 
dos diversos níveis sem codificação seriam extremamente complexas, já que 
teríamos pelo menos 100 níveis para transmitir sinais de voz. 
 Utilizando o código binário os pulsos são codificados em “1” ou “0” o que 
simplifica em muito os circuitos de reconhecimento destes sinais. 
 Basicamente, o processo de codificação consiste em associar um códigobinário a cada segmento e a cada nível do segmento. 
 Conforme a figura 19 as amostras poderão pertencer a 7 segmentos e 
dentro de 16 níveis de segmento. Para codificarmos os 7 segmentos 
necessitaremos de 3 bits e os níveis de segmento são necessários 4 bits, ou seja: 
 
SEGMENTO CÓDIGO BINÁRIO 
I 000 
I 001 
II 010 
III 011 
IV 100 
V 101 
VI 110 
VII 111 
 
 A figura abaixo mostra uma tabela onde estão colocados todos os níveis possíveis, 
desde 0 até 4096, sendo estes valores normalizados, onde 4096 corresponde a uma amplitude 
máxima de 3,14 dBm. 
A figura corresponde à síntese de aplicação da Quantização Não Linear (Lei A) e uso 
de 8 bits de codificação por amostra adotado no PCM E1, são utilizados 8 segmentos, sendo 
os dois primeiros colineares, cada segmento é dividido em 16 níveis em escala linear. Os 
segmentos superiores correspondem a um espaçamento internível maior (maior erro de 
quantização) e os inferiores têm espaçamento menor e daí também menor erro absoluto de 
quantização, em consequência obtem-se uma aproximada equalização da Relação Sinal/ Ruído 
de Quantização para diferentes níveis de voz na comunicação telefônica. 
25 
 
Uma amostra de sinal de voz com valor de tensão + 612 (normalizado),por exemplo, 
teria a representação digital decorrente de: polarização positiva, segmento 5, nível de 
segmento 4, o resultado seria: 11010011. 
 
 
VALORES DAS AMPLITUDES DAS AMOSTRAS 
 Figura 
26 
 
Fig - Quadro Resumo da Quantização Não Linear baseado na Lei A -Sistema E1- e consequente 
codificação por 8 bits. 
 
EXEMPLOS 
1 - AMOSTRA COM VALOR UNITÁRIO IGUAL A 362 
 
 a) O número do segmento a que pertence a amostra - 4 
 b) Valor binário correspondente ao segmento - 100 
 c) Número do nível dentro do segmento que pertence a amostra - 7 
 d) Valor vinário correspondente ao nível - (0110) 
 
2 - AMOSTRA COM VALOR UNITÁRIO IGUAL A 3586 
 
 a) Número do segmento - 7 
 b) Valor binário correspondente ao segmento - 111 
 c) Número do nível do segmento - 13 
 d) Valor binário correspondente ao nível - (1100) 
 
3 - AMOSTRA COM VALOR UNITÁRIO IGUAL A 3710 
 
 a) Número do segmento - 7 
 b) Valor binário correspondente ao segmento - 111 
 c) Número do nível do segmento - 13 
 d) Valor binário correspondente ao nível - (1100) 
 
 Observações: Pelos exemplos 2 e 3 verifica-se que amostras com diferentes valores 
(3586 e 3710) pertencem ao mesmo segmento e nível do segmento. Temos portanto a 
compressão e a quantização das amostras simultaneamente. 
 
 Exercício 
 
 - Achar através da tabela da figura 17 os correspondentes: 
 
 a) Número do segmento que pertence à amostra; 
 b) Valor binário correspondente; 
 c) Número do nível dentro do segmento; 
 d) Valor binário correspondente ao nível. 
 a) -15 b) 2632 c) -378 d) 1827 
 
 
 
 
 
 
 
27 
 
 
Estrutura Temporal do PCM-TDM E1 
 
A figura seguinte ilustra a estrutura temporal do PCM E1, onde o Quadro (frame) é formado 
por 32 canais de 8 bits. 30 canais dentre os 32 correspondem ás amostras quantizadas e 
codificadas em 8 bits da informação transmitida - voz ao telefone, Sinalização MFC, ou 
transmissão de dados, os 2 canais restantes são utilizados para Sincronismo, Sinalização de 
Linha e Alarmes. O tempo de 1 Quadro corresponde ao período de Amostragem de cada canal: 
125 microssegundos, equivalente a 1 / 8KHz ,onde 8 KHz é a frequência de Amostragem 
baseada no Critério de Nyquist. 
O conjunto de 16 quadros forma uma estrutura denominada multiquadro com o tempo de 2 
mili segundos. 
No canal 0 de cada Quadro par é transmitida a Palavra de Sincronismo de Quadro a qual visa 
manter sincronizados os canais. 
 
 
 
Figura 3 - Diagrama em blocos básico da transmissão PCM E1 para Telefonia. 
28 
 
Observe com atenção como é transmitida a sinalização de Linha (no caso E/M Pulsada) no PCM 
E1, a taxa de transmissão adotada para Esses sinais pode ser de 1kbit/s ou até 500 bits/s. 
Um só bit é utilizado por amostra, pois a condição existente no fio M será “presença” ou 
“ausência” de terra (o Volt). 
Na figura anterior, por exemplo, a sinalização de linha do canal 1 (cor amarela) tem amostras 
sequenciais transmitidas no bit 1 do canal 16 do Quadro 1 e no bit 3 do canal 16 do Quadro 
9.Esses 2 bits são transmitidos ao longo do tempo de um Multiquadro ( 2 ms), portanto a taxa de 
transmissão correspondente será : 2bits/2 ms= 1 Kbit/s. 
 
 
O Sincronismo é um requisito importante na transmissão digital, os receptores PCM 
quando deixam de receber 3 vezes seguidas a palavra de sincronismo de Quadro decretam a 
perda de referência de fase para identificação do tempos exatos de início e final de cada 
amostra de canal (octeto). Essa perda de sincronismo pode ser provocada por distúrbios 
diversos ou mesmo problemas operacionais como o desligamento rápido da fonte de 
alimentação. Sem sincronismo o PCM não tem condições de operar. 
O Fluxograma acima ilustra o processo de recuperação do sincronismo de quadro, o 
qual ocorre quando são recebidas duas palavras 1001011 separadas de 250 micro segundos, 
sendo que após 125 micro segundos do recebimento da primeira deve ser conferido a presença 
do bit B2=1 na palavra de Alarme. 
 
 
Taxa de Erro de Bit (BER) 
 
A qualidade de uma transmissão digital pode ser aferida pelo B.E.R. (Bit Error Rate), 
existem limites padronizados e especificados internacionalmente para garantia da condição 
29 
 
confiável de recepção. Em geral quanto maior a velocidade de transmissão de dados, maior 
será a exigência de qualidade nessa transmissão, ou seja menor será a taxa BER exigida. 
No PCM E1 o BER pode ser aferido com base nos erros que ocorram em relação ao 
recebimento da palavra de sincronismo de quadro. Essa taxa de erros pode ser deduzida como 
o provável índice de erros que está afetando o próprio sinal de informação transmitido (como a 
voz na telefonia). 
 
 
 
 
Codificação de Linha 
 
O sinal PCM antes de ser transmitido deve passar ainda por uma nova codificação chamada 
Codificação de Linha (CL), o objetivo da CL é possibilitar um aumento do alcance do sinal 
digital especialmente quando transmitido em cabo de pares. 
 
Um sinal digital básico pode ser do tipo retorna-a-zero, em inglês return-to-zero, (RZ) ou não–
retorna-a-zero, em inglês non-return-to-zero, (NRZ). 
 
Para um sistema alcançar maiores distancias usando informação na banda, não deve haver 
longas sequências de símbolos idênticos tais como uns e zeros. Para sistemas PCM binários, a 
densidade dos símbolos 1 é chamado densidade de uns, em inglês ones-density. 
A densidade de uns, em inglês ones-density, é muitas vezes controlada usando técnicas 
de pré-codificação tais como codificação de execução por tempo limitado, em inglês Run 
Length Limited, onde o código PCM é expandido para um código ligeiramente mais longo 
com uma garantia de que está ligado na densidade de uns antes da modulação para o canal. 
Noutros casos, bits de enquadramento são adicionados ao fluxo que garantem, pelo menos, 
transições de símbolos ocasionais. 
Existem diversas técnicas de codificação do sinal digital, mas todas elas procuram gerar 
o sinal codificado com muitas transições com o objetivo de facilitar a recuperação do 
sincronismo no modem receptor (ou no regenerador) . Estas técnicas procuram, ainda, 
concentrar o espectro de transmissão do sinal codificado dentro de uma faixa de frequência e 
tentam reduzir ao máximo a componente DC (corrente contínua) . 
 A componente DC é inconveniente aos circuitos acopladores, pode ser evitada de 
forma simples pela adoção de sinaisAMI (inversão alternada da marca) que consiste em 
inverter a polaridade dos bits de conteúdo lógico 1. Desde modo ao longo de uma sequencia 
de transmissão a resultante DC deste sinal será nula. Outro fator determinante na transmissão 
de sinais digitais é a necessidade de manutenção de sincronismo entre as cadencias de 
transmissão dos pulsos e instantes de interpretação na recepção. Estas cadencias são definidas 
por circuitos de relógio (clock). A ausência deste sincronismo provocará perda de informação 
pelo salto de bit ou leitura 
É necessária a manutenção de sincronismo entre as cadencias de transmissão dos pulsos 
e instantes de interpretação na recepção. Estas cadencias são definidas por circuitos de relógio 
(clock). A ausência deste sincronismo provocará perda de informação pelo salto de bit ou 
leitura duplicada no momento da interpretação do seu conteúdo conforme podemos observar 
na figura FIG seguinte. 
30 
 
Para garantir o sincronismo de frequência e fase entre os relógios de transmissão e 
recepção é necessário que estes relógios tenham pelo menos a mesma referencia. O arranjo da 
figura FIG inferior poderá atender esta necessidade porém existem inconvenientes de ordem 
prática que dificultam sua adoção. Uma solução simples e eficiente consiste na recuperação da 
cadencia de relógio extraído do próprio sinal de informação recebido garantindo, portanto, 
perfeito sincronismo entre os relógios de transmissão e recepção. Apesar de irregular, o sinal 
digital de informação contém componentes espectrais de frequências iguais e harmônicas à 
cadencia do relógio de transmissão. A extração da frequência do relógio de transmissão pode 
ser feita pela filtragem desta componente utlilizando-a como referencia para determinação do 
relógio de recepção como mostra a segunda figura FIG seguinte. 
 
 
Existe porém uma condição para viabilidade do arranjo de recuperação do relógio do 
sinal recebido. Uma seqüência demasiadamente longa de bits zeros reduziria significativamente 
o nível das componentes espectrais do relógio de transmissão fazendo perder a referência para 
o relógio de recepção. Para superar este problema foram propostos códigos alternativos ao 
AMI e dentre estes o código de alta densidade bipolar - HDB (high density bipolar) se tornou 
preferencialmente utilizado. Este código prevê a introdução de falsos bits 1 de forma a limitar 
o número de zeros dentro de uma seqüência. Vários ensaios demonstraram uma seqüência 
máxima de três zeros consecutivos como limite ótimo para facilitar o processo de recuperação 
de relógio do sinal de informação. Desde modo o código de alta densidade bipolar ficou 
conhecido como código HDB-3. 
Outra técnica usada para controlar a densidade de uns é o uso de um misturador 
polinomial sobre os dados brutos que tenderão a tornar o fluxo de dados em bruto num fluxo 
que parece pseudo-aleatório, mas onde fluxo em bruto pode ser recuperado exatamente pela 
inversão do efeito do polinômio. Neste caso, longas execuções de zeros ou uns são ainda 
possíveis na saída, mas são considerados improváveis o suficiente para estar dentro da 
tolerância engenharia normal. 
31 
 
Em outros casos, o valor DC de longo prazo do sinal modulado é importante, como 
construção de um desfasamento de [corrente continua|DC] tenderá a circuitos de polarização 
do detetor para fora da sua gama de funcionamento. Neste caso são tomadas para manter uma 
contagem cumulativa de compensador DC, e para modificar os códigos se necessário, para 
fazer o compensador DC sempre tender a voltar para zero. 
Muitos destes códigos são códigos bipolares, onde os pulsos podem ser positivos, 
negativos ou nulos. Na típica inversão alternada de marcas de código, pulsos não zero, em inglês 
non-zero, alternam entre ser positivos e negativos. Estas regras podem ser violadas para gerar 
símbolos especiais usados para enquadramento ou outros propósitos especiais. 
 
CODIFICAÇÃO HDB-3 
 
O fluxo abaixo ilustra a codificação HDB-3, a qual é aplicada quando ocorre uma 
seqüência seguida de 4 zeros. A Codificação High Density Bipolar 3 é um aprimoramento da 
Regra AMI.e visa minimizar longa seqüência de zeros e existência de componente DC. 
Outro aspecto para evitar-se a componente DC é a necessidade de enviar alimentação 
DC aos regeneradores através da própria linha PCM (no caso de transmissão por cabo) no 
chamado “ circuito fantasma”. 
 
 
 
REGRAS DE CODIFICAÇÃO DE HDB-3: 
 
1-É necessário existir 4 “zeros” consecutivos na linha; 
2-O 2º e 3º espaços da seqüência serão sempre representados por zeros; 
3- O 4º espaço da seqüência será sempre substituído por uma violação (um pulso de mesma 
polaridade que o último pulso do sinal); 
4 -O 1º espaço da seqüência será sempre substituído por uma marca (pulso de polaridade 
oposta ao último pulso presente no sinal) somente quando o pulso que o precede 
imediatamente for uma marca de polaridade igual a da última violação ocorrida, ou se 
constituir uma violação em si, caso contrário será representada por um zero. 
 
32 
 
 
 
Decodificação HDB-3 
 
 1-Os espaços sempre são decodificados como espaços. 
 2-As marcas bipolares sempre são decodificadas como marcas, exceto quando seguidas 
de uma combinação 00V+ ou 00V- 
 3- V+ e V- são decodificadas como espaços se forem precedidas da combinação MB00 
ou M000, onde M é marca (B+, B-, V+, V-) 
 
Exemplo Codificação HDB-3 
 
 
 
 
 
Os sistemas PCM E1 também são utilizados em conexões via Rádio Digital, Modens 
Ópticos (fibra óptica) e Modens Digitais. A seguir apresenta-se diagrama que ilustram aplicação 
via Rádio Digital em 34 Mbits/s. 
 
 
33 
 
Aplicação do PCM em armazenamento de áudio 
 
FORMATO WAV 
O PCM é o formato padrão de arquivos de áudio para CDs com 44.100 amostras por segundo 
e 16 bits (estéreo) por amostra. Já que o PCM usa um método de armazenamento de áudio 
não-comprimido (sem perda), o qual mantém todas as amostras de uma trilha de áudio, 
usuários profissionais podem usar o formato WAV (WAVEform audio format ) para qualidade 
máxima de áudio. Áudio WAV pode ser editado e manipulado com relativa facilidade usando 
softwares, é o principal formato usado nos sistemas Windows para áudio simples. 
O WAV é compatível com todos os aparelhos de som existentes no mercado, porém 
por ser um formato descomprimido(sem compressão), utiliza um espaço muito grande de 
armazenamento, o que pode ser resolvido convertendo o arquivo para formatos comprimidos 
como MP3 ou Ogg-Vorbis. 
 Limitações 
O formato WAV é limitado a arquivos menores de 4 GiB, devido ao uso de inteiros de 32 bits 
para gravar o campo de tamanho no cabeçalho de arquivo(alguns programas limitam o 
tamanho do arquivo para 2 GiB). Apesar disto ser equivalente a aproxidamente 6.6 horas de 
áudio em qualidade de CD(44.1 kHz, 16-bit estéreo), em algumas situações é 
 
CDs de Áudio 
CDs de áudio não usam WAV como formato de som, em vez disso usam o Red Book Audio. 
O ponto em comum é que ambos tem o áudio codificado em PCM. WAV é um formato de 
arquivo de dados para uso no computador. Se um CD de audio fosse codificado em um 
arquivo WAV e en seguida gravado num CD-R usando um CD de dados(no formato ISO), o 
CD não tocaria em um aparelho de som que foi projetado para tocar CDs de áudio 
 
 
Codec MT8967 (exemplo de Circuito Comercial) 
 
Em sistemas comerciais todas as etapas envolvidas no processo de conversão A/D e D/A são 
realizadas em um único circuito integrado; o CODEC+FILTRO ou COMBO. Para melhor 
compreensão do processo faremos o estudo do MT8967 fabricado pela ZARLINK (antiga 
MITEL). a) Funções As funções básicas deum CODEC são filtragem, amostragem, conversão 
A/D e D/A. Alternativamente, outras funções são incorporadas pelo circuito integrado, 
objetivando uma aplicação específica, como por exemplo, a utilização do codec para controle de 
circuitos acessórios. Para tanto, o CODEC disponibiliza portas paralelas de saída que podem ser 
utilizadas no controle de sinais específicos do hardware. Outras funções que são incorporadas 
por alguns modelos de CODECs é a de híbrida (anti-local) e amplificação de sinais analógicos 
para as cápsulas receptoras (RX) e provenientes das capsulas transmissoras (TX). 
No caminho da transmissão, o sinal passa inicialmente por um filtro passa baixa que tem por 
objetivo limitar a sua máxima freqüência (fm) e evitar as distorções devidas a sobreposição de 
espectros (Teorema da Amostragem). Após a filtragem o sinal é amostrado em 8kHz, quantizado 
e codificado segundo a lei de compressão especifica (lei A ou µ), sendo armazenado em 
34 
 
registradores de saída. Na recepção, o código digital é armazenado num registrador de entrada. 
Uma rede de capacitores recebe uma carga de tensão proporcional a palavra PCM armazenada, e 
um circuito “sample and hold” mantém o sinal até o próximo período de amostragem. Um filtro 
de recepção obtem o sinal analógico. É importante salientar que o CODEC realiza as duas 
conversões simultaneamente, ou seja, ele converte o sinal analógico em palavras digital (TX) e ao 
mesmo tempo recebe as palavras digitais e transforma em sinal analógico. 
 
No diagrama em blocos da figura seguinte do MT8967 temos que: 
 
Transmit Filter – Filtro de entrada na conversão A/D. ƒ 
Analog to Digital PCM Encoder – Realiza a conversão A/D. ƒ 
 Output Register – Registradores de saída, armazena a palavra PCM que irá para a linha digital e 
as informações para as portas paralelas (2 blocos distintos) ƒ 
 A/B Registers 8 Bits – São dois registradores com a função de armazenar as palavras de 
controle do CODEC e o valor das saídas paralelas. O registrador A define o ganho dos circuitos 
de filtro e o modo de operação. O registrador B controla as saídas paralelas e as operações de 
teste no CODEC. ƒ 
Control Logic – Responsável por toda a lógica de controle do CODEC. ƒ Input Register – 
Registrador de entrada armazena a palavra PCM que será transformada em nível de tensão 
analógico. ƒ 
 PCM Digital to Analog Decoder – Realiza a conversão D/A ƒ 
Receive Filter – Filtro de saída com função de eliminar todas as frequência do sinal superiores a 
fm, recuperando a informação analógica. 
 
 
35 
 
 
Vx – Entrada analógica; ƒ 
 Vr – Saída analógica; ƒ 
DSTi – Barramento de entrada de dados de áudio digitais; ƒ 
DSTo – Barramento de saída de dados de áudio digitais; ƒ 
CSTi – Barramento de entrada de dados de controle; ƒ 
C2i – clock de entrada (2.048 MHz); ƒ 
SD0, SD1, SD2, SD3, SD4, SD5 – Saídas paralelas para circuitos auxiliares; ƒ 
 Vdd, Vee, Gndd, Gnda – Alimentação positiva, negativa e terra digital e analógivo; ƒ 
 F1i, CA – Entradas digitais que determinam a janela de tempo em que a palavra digital é escrita 
e lida do barramento de áudio, e lida do de controle, e em qual registrador, A ou B a palavra de 
controle será escrita; ƒ 
Vref – Estabelece a tensão de referencia para a conversão D/A. 
 
 
Codificação Miller 
 
Esta codificação, também conhecida como modulação por retardo de fase ou, ainda, FM 
modificada, ocorre da seguinte forma: para o bit '1', realiza-se uma transição no meio do intervalo 
significativo do bit, para o bit '0' realiza-se a uma transição no fim do intervalo significativo do 
bit, se o próximo bit for '0'; caso o próximo bit seja '1', nenhuma transição é realizada no final do 
seu intervalo significativo . Observa-se que ocorre uma transição no centro do bit, quando ele for 
'1', e uma transição entre dois bits '0' consecutivos. O código Miller apresenta boa imunidade a 
ruído. O Código Miller também utiliza as transições do sinal para representar os bits de 
informação. O bit 1 corresponde a uma transição no meio do intervalo significativo do bit, 
enquanto o bit 0 corresponde a uma transição no fim do intervalo significativo do bit se o 
próximo bit for um 0. Caso contrário, isto é, quando o bit 0 é imediatamente seguido por um bit 
1, nenhuma transição é usada no final do seu intervalo significativo.