Baixe o app para aproveitar ainda mais
Prévia do material em texto
UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORTE DCA0425 – TÓPICOS ESPECIAIS EM SISTEMAS DE CONTROLE 1 Relatório do Segundo Trabalho CONTROLE DE POSIÇÃO DE UMA JUNTA ROBÓTICA UTILIZANDO O EXPERIMENTO DO RELÉ E FUNÇÕES DESCRITIVAS Guilherme Pereira Marchioro Bertelli, 2009029291 – gui.pmbertelli@gmail.com Tomaz Filgueira Nunes, 2010036840 – to_filgueira@hotmail.com Resumo: Neste trabalho, tem-se como objetivo controlar uma junta robótica acionada por um motor de corrente contínua. Será mostrado o projeto do controlador para o sistema não-linear utilizando técnicas frequenciais, com base em uma aproximação de primeira ordem com atraso de transporte do sistema, através do experimento do relé e análise de funções descritivas. Será feita, também, uma análise de robustez do sistema linearizado para cada controlador projetado. As simulações a serem mostradas foram feitas no MATLAB. Palavras-chave: Braço robótico, experimento do relé, robustez, controle PID. 1 – Introdução Juntas robóticas são amplamente utilizadas na solução de diversos problemas, desde a área médica até a automobilística, bem como na aplicação da automação no geral, devendo possuir precisão satisfatória. Desta forma, é de grande importância que se atente ao projeto de seu controlador, de forma a atender as exigências do sistema em questão com o mínimo de erros possível. Um controle adequado está diretamente relacionado com uma modelagem correta do sistema, bem como uma linearização em torno de um ponto de operação condizente com o funcionamento do sistema. Para este trabalho, o projeto do controlador será feito pela análise da resposta em frequência de uma aproximação do sistema não-linear a um sistema de primeira ordem com atraso de transporte, fazendo uso do experimento do relé e funções descritivas. 2 – O Modelo do Sistema A junta robótica é representada por uma haste ideal (com peso localizado em um único ponto), em que a única força que irá interagir com a massa é a gravidade. Assim, a força exercida pela gravidade é o cosseno do ângulo multiplicado pelo comprimento da haste e sua massa. A haste ideal, bem como as relações das forças, podem ser vistas na Figura 1. Figura 1 - Modelo da haste A junta robótica é acionada por um motor de corrente contínua, fornecendo energia elétrica ao enrolamento da armadura, gerando um campo magnético que interage com o campo do estator, gerando movimento. Sua planta está representada na Figura 2. O objetivo é controlar a posição (θ) do braço. Figura 2 - Modelo do acionamento do motor DC Os parâmetros do sistema são os seguintes [4]: Parâmetros Valor Ra 5,5 Ω La 36 mH Km = Kb 0,53 B 8,85x10 -4 kg.m²/s J 1,95x10 -3 kg.m² d 1 m m 500 g Tabela 1 – Parâmetros da planta 2 Onde Ra é a resistência da armadura, La é a indutância da armadura, Km e Kb são as constantes de proporcionalidade, B é o coeficiente de amortecimento viscoso, J é o momento de inércia, d é o comprimento da haste e m sua massa. O sistema possui uma pequena não linearidade, portando o mesmo foi linearizado em torno do ponto de operação θ = 45 graus, nos dando a seguinte função de transferência: ( ) ( )( ) Esse sistema possui um polo real em -133.7 e polos complexos dominantes em -9 ±18i. 3 – Desempenho do Sistema A resposta do sistema em malha aberta a uma entrada tipo degrau unitário pode ser vista na Figura 3. Percebe-se que existe um erro de regime de cerca de 90%, um overshoot de 20,5% e um tempo de estabilização de 0,45s. Figura 3 - Resposta ao degrau As curvas de Bode do sistema, já com um atraso de transporte de 0.006s aplicado, podem ser vistas na Figura 4. O sistema possui uma margem de ganho de 32.2 dB e uma margem de fase infinita, o que facilita a obtenção de qualquer valor especificado da mesma. Observa-se um pequeno pico de ressonância em = 15 rads/s e um módulo indesejado de -21 dB em baixa frequência. Figura 4 - Curvas de Bode do Sistema 3.1 – Especificações do Sistema Controlado No trabalho passado, foi projetado um controlador PID que desse ao sistema as seguintes especificações: • ; • ; • ; • • MF = 60º O controlador foi projetado utilizando métodos frequenciais para o sistema linearizado, cujos parâmetros foram: Dando ao sistema a resposta a seguir: Figura 5 - Resposta ao Degrau do sistema linear controlado 3 O overshoot foi eliminado, e o tempo de estabilização do sistema aumentou para 0.6s, mas esse valor ainda é adequado dadas as aplicações deste sistema. A aplicação deste controlador no não-linear não foi tão eficiente, então aumentou-se a margem de fase desejada para 80 graus, nos dando os seguintes parâmetros e resposta ao degrau: Dessa forma foi possível controlar com sucesso o sistema não-linear, como pode ser visto na Figura 6, abaixo. O overshoot de cerca de 6% é um pouco acima do especificado, e o tempo de especificação de 0.8s está dentro do especificado. Figura 6 - Sistema não-linear controlado 4 – Projeto de Controladores utilizando o experimento do relé e Ziegle-Nichols Para este segundo trabalho, os controladores foram projetados com base nas aproximações do sistema não-linear em um sistema de primeira ordem com atraso de transporte, utilizando o experimento do relé e funções descritivas, bem como sintonia PID utilizando Ziegler-Nichols. Para todas as simulações, foi aplicado ao sinal um ruído gaussino de média zero e variância 0.02, com passo de 0.003. 4.1 – Experimento do relé para K180 e ω180 Para realizar a aproximação do sistema não- linear, deve-se aplicar um relé no sistema realimentado, como pode ser visto na simulação feita no simulink, no Apêndice A. O ganho estático do sistema foi obtido pela resposta ao degrau. Como este experimento não possui integrador, deve-se adaptar os limites do relé de modo ao ciclo limite oscilar em torno da referência fazendo . Para este experimento e . Para diminuir a interferência do ruído, fixou-se uma histerese de ±0.7, obtida experimentalmente. A Figura a seguir mostra o ciclo limite obtido. Figura 7 - Ciclo do limite utilizando relé sem integrador Através da análise do gráfico, tiramos que . O período pode ser obtido pela análise da saída do relé, vista na Figura 8. A partir desses dados, pode-se calcular o ganho √ e a frequência : ; ; Figura 8 - Período de oscilação do relé 4 O experimento do relé irá aproximar o sistema a um sistema de primeira ordem com atraso de transporte, com a seguinte forma: ( ) Calcula-se, então, √( ) e ( ( )): O que nos dá uma aproximação do sistema: ( ) ( ) As curvas de Bode do sistema aproximado foram as seguintes: Figura 9 - Curvas de Bode da aproximação por relé sem integrador Comparando a resposta em frequência do sistema linearizado, na Figura 4, percebe-se uma notável diferença. O sistema aproximado possui margem de fase e ganhos negativos, enquanto no sistema linearizado a ambas são positivas, e a margem de fase é infinita. Nota-se, também, um ganho positivoem baixa frequência, enquanto que no sistema linearizado o ganho é negativo. Pode-se constatar que a aproximação não foi muito satisfatória em termos de resposta em frequência. Foi projetado, então, um controlador PID com as mesmas especificações desejando uma margem de fase de 60 graus. Calculando τ1 = e τ2 = ( ( )) , temos: τ1 τ2 = Em seguida, calcula-se o ganho K de modo que seja a frequência de cruzamento de ganho: ( )( ) ( ) Então, temos . Com os valores de K, τ1 e τ2 , obtêm-se Kp, Ti e Td: Que nos dá o seguinte controlador: ( )( ) 4.1 – Experimento do relé para K90 e ω90 Este experimento é semelhante ao realizado anteriormente, mas com o acréscimo de um integrador na saída do relé, como pode ser visto na simulação apresentada no Apêndice B. Analogamente ao experimento anterior, deve- se medir o valor x da amplitude do ciclo limite causado pelo relé. O uso do integrador faz com que a oscilação ocorra em torno do valor de referência com os limites do relé simétricos, de ±4, com histerese de ±0.01.A Figura 10 mostra o ciclo limite obtido: Figura 10 - Ciclo limite utilizando o relé com integrador 5 Do gráfico, podemos tirar que , e pelo gráfico da saída do relé, visto na Figura 11, podemos tirar que . Figura 11 - Saída do relé com integrador A partir desses dados, pode-se calcular o ganho √ e a frequência : ; ; Calcula-se, então, √( ) e ( ( )): ; ; Que dá ao sistema a seguinte aproximação: ( ) Cujos diagramas de Bode podem ser vistos na Figura 12, a seguir. Ao contrário da aproximação pelo experimento sem integrador, esta segunda aproximação tem uma resposta em frequência semelhante a do sistema linearizado, com margem de fase infinita e margem de ganho positiva (mas não tão próxima). A frequência de corte também é semelhante, e o ganho em baixa frequência também é negativo (- 9.2 dB na aproximação, -21.3 no sistema linearizado). Figura 12 - Diagramas de Bode para a aproximação pelo Relé com integrador Projetando um controlador PID de forma análoga ao experimento anterior, especificando como margem de fase desejada 60 graus, tem-se: ; Dando-nos o seguinte controlador: ( )( ) 4.3 – Sintonia PID utilizando Ziegler-Nichols A técnica de sintonia por Ziegler-Nichols consiste em levar o sistema até o limite de as estabilidade, utilizando um controlador proporcional e o aumentando até o sistema oscilar sem convergir para o valor da referência. Realizando esta simulação, foi possível obter o valor de A saída foi a gerada na Figura 13, de onde pode-se tirar o período de oscilação crítica Nota-se que os valores são semelhantes àqueles encontrados no experimento do relé sem integrador. 6 Figura 13 - Sistema oscilante Tendo em mãos estes dados, pode-se fazer a sintonia PID através da tabela de Ziegler-Nichols: K Ti Td P 0.5 - - PI 0.4 0.8 - PID Tabela 2 – Tabela de Ziegler-Nichols Pela tabela, achamos os valores dos parâmetros do controlador PID: ; ; Que, por fim, nos dá o seguinte controlador: ( )( ) 5 – Análise dos resultados Os controladores projetados foram, então, aplicados no sistema não-linear, da mesma forma que no trabalho realizado anteriormente. Utilizando o controlador projetado à partir do experimento do relé sem integrador, fazendo os devidos ajustes finos, o sistema obteve um resposta com cerca de 28.67% de overshoot e tempo de estabilização de 0.57s, como pode ser visto na Figura 14. Figura 14 - Resposta ao degrau utilizando o controlador Aplicando o controlador projetado com base na aproximação realizada com o experimento do relé com integrador, o sistema obteve a resposta vista na Figura 15. O overshoot na saída foi menor que o controlador do relé sem integrador, de 13,3%, mas o tempo de estabilização aumentou para aproximadamente 0.8s. Figura 15 – Resposta ao degrau utilizando o controlador Por fim, foi utilizado no sistema não-linear o controlador provindo da sintonia PID por Ziegler- Nichols. O controle do sistema pode ser visto na Figura 16. Nota-se um overshoot consideravelmente mais alto, de 60%, porém com um tempo de estabilização mais adequado, de aproximadamente 0.65s. 7 Figura 16 - Resposta ao degrau utilizando o controlador A Figura 17 mostra todas as respostas, para comparativo. Em azul, está a curva do sistema controlado pelo controlador projetado com base no sistema linearizado; em verde, sistema controlado com por ; em vermelho, por ; e em preto por . Figura 17 - Comparação dos controladores O esforço de controle dos controladores projetados para este trabalho podem ser vistos nas Figuras 18, 19 e 20, a seguir. Percebe-se um menor esforço vindo do controlador , que também obteve melhores resultados, enquanto o esforço do controlador foi o que convergiu mais rápido para zero. Figura 18 - Esforço de controle do Controlador Figura 19 - Esforço de controle do Controlador Figura 20 - Esforço de controle do Controlador 8 A Figura 21 permite constatar como são insignificantes os esforços de controle dos controladores projetados para este trabalho se comparados ao controlador projetado para o sistema linearizado (em azul): Figura 21 - Comparação entre os esforços de controle 6 – Análise de Robustez Para realizar a análise de robustez, compara-se a resposta em frequência em malha fechada de ( ) com a de , no qual , onde é um polo não modelado do sistema, de forma que: ( ) Essa análise será feita para o sistema linearizado ( ) ( )( ) com os controladores , , e , este último sendo o controlador projetado para o sistema linearizado no trabalho anterior. Primeiramente, foi feita a análise com o controlador , provindo do experimento do relé sem integrador. O limite da estabilidade robusta ocorre com um polo em , como pode ser observado na Figura 22. Figura 22 - Limite de estabilidade robusta com Em seguida, foi feita a análise com o controlador , provindo do experimento do relé com integrador. O mesmo pelo em foi o limite de estabilidade robusta para este controlador, como pode ser visto na Figura 23. Figura 23 - Limite de estabilidade robusta com O sistema controlado pelo controlador projetado utilizando o método de Ziegler-Nichols se mostrou muito menos robusto, atingindo o limite de estabilidade robusta com um polo em , como pode ser visto na Figura 24, a seguir: 9 Figura 24 - Limite de estabilidade robusta com Por fim, foi feita a análise com sistema controlado pelo controlador projetado para o sistema linearizado. Este se mostrou bastante robusto, atingindo o limite de estabilidaderobusta apenas com um polo em , como ilustrado na Figura 25, abaixo. Figura 25 - Limite de estabilidade robusta para 7 – Conclusões Com base no conteúdo visto em sala de aula, foi possível, com sucesso, projetar um controlador com base na aproximação de primeira ordem com atraso de transporte de um sistema não-linear, fazendo uso do experimento do relé com e sem integrador, bem como sintonia PID por Ziegler-Nichols. O funcionamento mais adequado dos controladores projetado aplicados ao sistema não-linear exigiu alguns ajustes finos. Foi notável a superioridade do controlador projetado para o sistema linearizado. Isso se deve ao fato de que esta aproximação é mais fiel ao sistema real, onde linearizamos o sistema em torno de um ponto de operação plausível e obtivemos uma função de transferência de terceira ordem. O custo desse controlador foi um esforço de controle muito maior do que o dos outros controladores. O experimento do relé aproximou a um sistema de primeira ordem, que é uma aproximação bastante simplificada. O experimento do relé, mostrou-se um método bastante interessante por ser totalmente experimental, não havendo necessidade do conhecimento do planta para realizar a aproximação. Os controladores projetados para ambos os experimentos geraram respostas satisfatórias, apenas com overshoot acima do especificado. O experimento utilizando um integrador gerou uma resposta mais adequada ao sistema, enquanto o experimento do relé sem integrador gerou uma resposta mais oscilante (e um pouco mais rápida). A resposta utilizando o controlador de Ziegler- Nichols obteve a resposta rápida e bem mais oscilatória, com um esforço de controle mediano, que apenas enfatiza o porquê deste método ser tão utilizado: é bastante simples e de eficiência aceitável e, para a maioria das aplicações industriais, é adequado. Em termos de robustez, o controlador projetado no trabalho anterior também se mostrou bastante robusto, permanecendo estável até com a adição de um polo em . O limite de estabilidade robusta para os sistemas controlados pelos controladores obtidos pelo método do relé foi o mesmo, enquanto o controlador de Ziegler-Nichols se mostrou pouco adequado em termos de robustez. Por fim, este segundo trabalho foi muito interessante no sentindo de dar conhecimento de métodos mais experimentais para projeto de controladores que, na prática, são mais utilizados. Foi proveitoso para que adquiríssemos certa sensibilidade quanto aos limites dos relés e suas histereses para anular o efeito do ruído, bem como o ajuste fino dos parâmetros dos controladores. 10 8 – Referências [1] OGATA, Katsuhiko. “Engenharia de Controle Moderno”. Prentice Hall do Brasil, 1993. [2] Notas de aula do professor Carlos Eduardo Trabuco, da disciplina Tópicos Especiais em Sistemas de Controle, DCA, UFRN, 2014. [3] FILHO, Marcílio; SENA, Phelipe; ARAÚJO, Rafael; SEMENTE, Rodrigo. “Controle de Posição por Acionamento de Motor de Corrente Contínua”, Relatório técnico, DCA, UFRN, 2012. [4] MONTEIRO, Gustavo V.; “Controlo Não Linear”, EST, Setúbal, 2003. [5] FRANKLIN, Gene F.; POWELL, J. David; EMANI-NAEINI, Abbas. “Feedback Control of Dynamic Systems”. Prentice Hall, 6th Edition, 2009. [6] DORF, Richard C.;BISHIP, Robert H.; “Sistemas de Controle Modernos”. LTC Editora, 1998. Apêndice A – Experimento do Relé sem integrador Apêndice B – Experimento do Relé com integrador
Compartilhar