Baixe o app para aproveitar ainda mais
Prévia do material em texto
DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 1 RASTREAMENTO DE MÁXIMA POTÊNCIA DE UM PAINEL FOTOVOLTAICO UTILIZANDO CONVERSOR BUCK Gomes B. B., Silva J. F., Piovesan P. C., Souza P. R. Bianca Belardony Gomes, Jovane Frühauf da Silva, Paulo Cezar Piovesan, Philipe Rangel de Souza Curso de Engenharia Elétrica, Universidade Federal do Pampa, Campus Alegrete. CEP 97546-000, Alegrete – RS, Brasil. E-mails: contatojovane@gmail.com; paulo.piovesan88@gmail.com; philipesrs@gmail.com. Resumo – As necessidades no desenvolvimento de novas fontes de geração de energia fazem com que os estudos e avanços voltados às formas renováveis sejam mais intensos em função da elevada demanda das matrizes energéticas nos últimos tempos. Esse trabalho propõem a implementação de um conversor Buck CC-CC com chaveamento baseado no rastreamento do ponto de máxima potência de um painel fotovoltaico. Para o MPPT, foi utilizado o algoritmo de Perturbação e Observação, que consiste em alterar as variáveis de referência de uma iteração anterior com a atual, definindo o sentido da próxima perturbação. Para o regime de comutação da chave semicondutora do conversor, foi empregada a modulação por largura de pulso, com acionamento em conformidade com o resultado do algoritmo de MPPT. A transferência da estratégia foi realizada por meio de um circuito de controle, também implementado, usando de um microcontrolador PIC16F877A. Todos os componentes dos circuitos de potência e controle foram previamente dimensionados e montados em duas diferentes placas. Os resultados do circuito de potência simulado com a estratégia de MPPT se mostraram satisfatórios. Pode-se observar que estratégia apresenta potencial de rastreamento apenas para condições constantes de radiação solar e temperatura das células de Silício. Palavras-Chave – MPPT, conversor, controle, potência. Abstract – The needs in the development of new sources of power generation make the studies and advances geared to renewable forms are more intense due to the high demand of energy matrixes in recent times. This paper proposes the implementation of a Buck DC- DC converter with switching based on tracking the maximum power point of a PV panel. For the MPPT was used disturbance algorithm and Note, that is to change the reference variables from a previous iteration to the current, defining the direction of the next disturbance. For the switching system of the semiconductor converter key was used to pulse-width modulation, to drive in accordance with the result of the MPPT algorithm. The transfer strategy was performed by a control circuit, also implemented using a microcontroller PIC16F877A. All components of the power and control circuits have been previously dimensioned and mounted on two different plates. The results of simulated power circuit with the MPPT strategy proved satisfactory. It can be seen that strategy has the potential to track ment for only the conditions of solar radiation and temperature of silicon cells. Keywords – MPPT, converter, control, power. I. INTRODUÇÃO A necessidade no desenvolvimento de novas fontes de energia é talvez um dos grandes desafios a serem superados Este trabalho é organizado em cinco tópicos que buscam demonstrar o projeto de rastreamento do ponto de máxima potência de um painel fotovoltaico conectado a um conversor abaixador (CC-CC). Inicialmente será realizado um embasamento teórico a cerca dos principais conceitos associados à energia fotovoltaica, bem como da modelagem das células de Silício. Em seguida serão apresentadas as três técnicas mais conhecidas para o rastreamento do ponto de máxima potência e também o conceito básico de modulação PWM. Ainda assim, serão desenvolvidas as etapas de operação do conversor Buck, além dos equacionamentos fundamentais, além de abordagem básica com relação à linguagem Assembley e ao microcontrolador PIC16F877A. Após isso, serão argumentados os procedimentos práticos para o dimensionamento dos circuitos de controle e do conversor. Dando sequência, os resultados serão apresentados e uma breve conclusão fará o encerramento das principais ideias discutidas. II. DESENVOLVIMENTO TEÓRICO A. Conceitos iniciais A escassez de recursos hídricos associado ao esgotamento das fontes de energia fóssil, fez com que o estudo aplicado a novas fontes de energia ganhasse muitos incentivos nos últimos anos. Alguns países europeus, como no caso da Alemanha, apresentam grande parte da matriz energética ligada a fontes de energia renováveis, com destaque para usinas eólicas onshore e offshore. Por outro lado, lidera a produção e o desenvolvimento europeu de tecnologia fotovoltaica [1]. As energias eólica e fotovoltaica são grandes alternativas frente à elevada demanda de energia elétrica, não só por suas capacidades de geração, mas também pelo reduzido impacto ambiental que causam. Contudo, a DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 2 aplicação de ambas é limitada em função dos altos custos iniciais, além das características climáticas próprias do local de implantação exigidas por cada forma de conversão de energia. Ou seja, a aplicação da energia eólica é dependente de elevados índices de vento, por outro lado, a energia fotovoltaica tem seu rendimento associado a altos níveis de radiação solar [1]. No Brasil, o estímulo às fontes de energia renováveis ainda é baixo, fazendo com que as mesmas apresentem pouco avanço no país. Muito disso, se deve a matriz energética ser voltada aos sistemas de geração hidrelétricos e termoelétricos, além da reduzida tecnologia. Mesmo assim, os poucos parques eólicos e fotovoltaicos existentes parecem mostrar seu potencial diante das necessidades em consumo de energia. O processo de conversão de energia solar em elétrica é resultado do uso de células de Silício sob intensa radiação solar. O material semicondutor empregado na confecção das células apresenta elevado grau de dopagem resultando em uma combinação de substratos pn isolados por meio de uma camada (depleção) que impede o deslocamento dos portadores de uma região a outra. Para que os portadores sejam capazes de romper a camada de depleção, se desprendendo dos átomos de Silício, determinada quantidade de energia deve ser fornecida aos mesmos. A radiação solar é resultado de ondas eletromagnéticas que transportam energia até a superfície da Terra através de partículas fundamentais, também conhecidas como fótons. A quantidade de fótons incidentes é responsável pelo aumento das recombinações entre os portadores, assim, entre os terminais da região de depleção surge uma diferença de potencial, que resulta no deslocamento dos portadores, estabelecendo dessa forma uma corrente [1]. Geralmente, muitas células são agrupadas formando módulos fotovoltaicos. Por sua vez o acoplamento entre módulos resultam em placas fotovoltaicas. Uma célula fotovoltaica pode ser modelada a partir de um modelo ideal e outro real conforme as Figuras 1 e 2. Figura 1. Circuito ideal célula fotovoltaica, PSIM® [1]. Como a corrente (Icel.) depende da irradiação solar (S), a sua intensidade é modelada por uma fonte de corrente dependente da tensão aplicada à camada de deleção. O diodo em paralelo serve como mecanismo contra o fluxo reverso de corrente, que se estabelece sempre que a célula sofre sombreamento, ficando polarizada de forma reversa [1]. A inclusão das resistências internas em série(RS) e shunt (RSh) ao circuito da Figura 1 descrevem o modelo real da célula fotovoltaica. Contudo, os efeitos dessas resistências sob a operação do painel são pouco significativos (RS ≈ 0; RSh ≈ ∞). Figura 2. Circuito real célula fotovoltaica, PSIM® [1]. A corrente de saída da célula (Ipv) junto da tensão (Vpv) determinam as curvas características de operação do painel, conforme as Figuras 3 e 4. Sendo que partir das mesmas obtêm-se o ponto de máxima potência ou MPPT (Maximum Power Point Tracking) [1]. Figura 3. Curva característica em função da corrente Ipv [1]. Os pontos de máxima potência são localizados no joelho das duas curvas. Este ponto indica a máxima extração de potência por parte do arranjo fotovoltaico, logo, o sistema deve operar sempre que possível nessa região das curvas. DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 3 Figura 4. Curva característica em função da potência Ppv [1]. As curvas acima foram geradas por meio de simulação, considerando os fatores climáticos de 1000 W/m² para intensidade de radiação solar e 25ºC como temperatura das células. Como discutido anteriormente, a utilização de painéis fotovoltaicos para geração de energia elétrica é um processo que exige alto investimento, dessa forma, quando instalado, o arranjo dos painéis devem operar sempre no MPPT, buscando aumentar o rendimento final. Entretanto, a operação no ponto de máxima potência varia em função das grandezas climáticas que deslocam sua posição nas curvas. Assim, para que os painéis atuem sempre próximos do MPPT é preciso utilizar de algum algoritmo que propicie essa condição. As técnicas de busca do ponto de máxima potência mais conhecidas podem ser separadas em três: Tensão Constante (CV), Condutância Incremental (IncCond), Perturbação e Observação (P&O) [2]. A técnica por Tensão Constante baseia-se na premissa de que a tensão de máxima potência dos painéis (Vmpp) fica em torno dos 76% da tensão de circuito aberto (Voc). Assim, o ajuste de (Vmpp) é realizado em função das amostras regulares do valor de (Voc). O principal problema desta técnica é a produção de erros em regime permanente, resultado do vínculo entre (Vmpp) e (Voc) não ser contínuo. Outro problema está relacionado à necessidade de desconexão do conversor de forma periódica, causando interrupções no fornecimento de energia [2]. A segunda técnica por Condutância Incremental é quem apresenta os melhores resultados associados às mudanças climáticas, bem como o comportamento em regime permanente. Sua metodologia baseia-se na inclinação da curva potência versus tensão para o rastreamento do ponto de máxima potência. Primeiramente os valores de tensão (Vc) e (Ic) devem ser encontrados. Após isso, as derivadas (dV) e (dI) são calculadas, e delas realizada a subtração do valor atual de tensão e corrente pelos valores da iteração anterior. A condição de operação no MPPT se dá quando dV/dI = -(I/V) [2]. Se essa igualdade não é satisfeita, a tensão dos painéis é deslocada até (Vmpp) e os valores são novamente atualizados conforme o sinal de dP/dV [2]. A última técnica, a qual foi utilizada nesse trabalho, se refere à Perturbação e Observação. Consiste em alterar o valor da tensão ou corrente de referência e ao mesmo tempo comparar o valor de potência fornecida pelos painéis após essa mudança. O resultado da comparação definirá a próxima perturbação a ser aplicada. Para executar o rastreamento os valores de referência são acrescidos ou subtraídos a cada iteração a fim de aproximar a operação dos painéis do MPPT [2]. A eficiência desta técnica é inferior ao método por Condutância Incremental, em função do atraso no rastreamento do algoritmo diante de alterações climáticas bruscas. Porém, seu resultado é superior à técnica por Tensão Constante [2]. B. Conversor Buck O conversor Buck (step-down) ou conversor abaixador, pertence à classe dos elementos estáticos responsáveis pela conversão CC-CC sem isolação galvânica entre saída e entrada. Assim, para o Buck V0 > E. Os principais componentes do circuito são o capacitor, o indutor e a chave. Tanto o capacitor, como o indutor atuam como elementos armazenadores de energia, através dos campos magnético e elétrico por eles estabelecidos. Já a dinâmica do fluxo de energia entre os mesmos é controlada pela chave semicondutora (ou MOSFET) [7]. A topologia básica do conversor é expressa pela Figura abaixo. Figura 5. Topologia do conversor Buck, PSIM®. Para a obtenção do ganho estático considera-se que o conversor opera no Modo de Condução Descontínuo, ou seja, que entre os estágios de comutação da chave a corrente que circula pelo indutor não chega a se tornar nula, sendo constante durante do o período. Contudo, para melhor compreensão do funcionamento do circuito serão desenvolvidas todas as três etapas (T1, T2 e T3) [7]. Na primeira etapa (T1) a chave semicondutora é acionada, iniciando-se a transferência de energia da fonte (E) para o indutor (L) e também para o capacitor (C). O efeito da fonte sobre o diodo provoca seu bloqueio, em função da polarização reversa aplicada. Essa situação é descrita pela Figura 6. Figura 6. Circuito equivalente à etapa T1, PSIM®. O comportamento da chave é considerado ideal, isto é, quando fechada caracteriza-se como um curto-circuito (VS = 0), enquanto que em estado de bloqueio como um circuito aberto (VS = -E) [7]. Assim, aplicando a lei das tensões no circuito chega-se a: 0VVVE 0LS 0VS 0L VEV (1) Para o período T2 a chave é então aberta e toda a energia armazenada no indutor passa a alimentar o circuito. A corrente (IL) inicia um ripple decrescente nesse período, e o capacitor passa a ser carregado [7]. O diodo é forçado a entrar em condução, em função da imposição do indutor DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 4 como fonte de corrente sobre o circuito. Logo, o valor de VL será: 0VVV 0LD 0VD 0L VV (2) Pela Figura 7 é possível observar a etapa T2 de funcionamento. Figura 7. Circuito equivalente à etapa T2, PSIM®. Para o último período (T3) a corrente IL = 0, consequentemente VS será nulo, e o circuito será reduzido apenas à carga e ao capacitor conforme a Figura 8. O capacitor então passará a se descarregar completamente sobre o resistor [7]. Figura 8. Circuito equivalente à etapa T3, PSIM®. Com todas as etapas concluídas, pode-se determinar a razão cíclica (ou ganho estático) do conversor. Para isso, é realizado o somatório das áreas gráficas de VL. Como os valores de amplitude representam ondas quadradas, com base e altura, a determinação das áreas fica reduzida ao produto do período pela amplitude do sinal quadrado. As amplitudes de VL já foram previamente obtidas por meio da análise das malhas aplicadas em cada etapa de atuação do circuito, assim, para o valor de intervalo de tempo considera-se que Δt = Dn.TS, ou seja, que a variação instantânea de tempo corresponde ao produto da razão cíclica (Dn) pelo período (TS) [7]. Como o somatório das infinitas áreas gráficas é nulo, então: 0A in i (3)[3] 0T.D.0T.D).V(T.D).VE( S3S20S10 (4)[3] 0. T 1 ]T.D.0T.D).V(T.D).VE.[( T 1 S S3S20S10 S (5)[3] 0D).V(D).VE( 2010 (6)[3] Considerando D1 = D e D2 = 1 - D - D3, logo: 0DD1).V(D).VE( 300 (7)[3] Expandindo os fatores e reorganizando: 0D.VD.VVD.VD.E 30000 (8)[3] )D1.(VD.E 30 (7)[3] )D1( D E V 3 0 0D3 D E V0 (8)[3] Como o ganho estático leva em conta apenas os períodos T1 e T2, D3 é nulo, seguindo o MCC (Modo de Condução Contínuo). Os valores de ondulação no indutor e no capacitor podem ser obtidos a partir das expressões diferenciais que fazem a relação entre a tensão (VL) e a corrente (IC). t LI.L dt LdI.LLV t CV dt CdV.CCi (9)[3] Considerando que: ST.Dt 0VELV (10)[3] Arranjando a equação (9) e substituindo os valores de (10): L T.D.VE I S0L (11)[3] A obtenção da ondulação no capacitor requer a aplicação do processo de integração em função da característica de carga e descarga do capacitor. Assim: dtC i V CC t)VE.( L 1 i 0C (12)[3] 2 T.D 0 0 2 T.D 0201C S1 S2 dt.t)VE(dt.t)VE( L.C 1 V (14)[3] 0 2 T.D2 2t .0V2E 2 T.D 0 2 2t ).0V1E( L.C 1 CV S2 S1 (15)[3] 4 2 ST. 2)2D( 0.0V2E0 4 2 ST. 2 1D ).0V1E( L.C.2 1 CV (16)[3] Fazendo D1 = D, D2 = 1 – D e colocando Ts2 em evidência: DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 5 202201 2 S C D1.VED).VE( L.C.8 T V (17)[3] 0E 2 20201 2 S C D1.V0D).VE( L.C.8 T V (18)[3] .D.VD.V.2VD.VD.E( L.C.8 T V 2000 2 0 2 2 S C (19)[3] D1.V. L.C.8 T V 0 2 S C (20)[3] Essas equações expressam relações importantes para o conversor Buck, sendo essenciais para o dimensionamento dos componentes básicos do circuito. C. Conceito de PWM A modulação PWM (Pulse Width Modulation) ou por largura de pulso, consiste em um circuito comparador que utiliza de dois sinais, um de alta frequência ou da portadora, responsável por definir a frequência de chaveamento do circuito, e outro sinal de baixa frequência ou da moduladora. Este último, responsável por incorporar a característica de amplitude ao primeiro, regulando assim, a largura de pulso. A Figura 9 expressa um exemplo para sinais de moduladora e portadora para modulação PWM. Figura 9. Sinais de moduladora e portadora. O sinal de portadora gerado deve respeitar o critério de Nyquist, ou seja, apresentar uma frequência de no mínimo duas vezes superior ao sinal da moduladora. Entretanto, para melhores resultados usualmente utilizam-se frequências de portadora superiores a dez vezes ao sinal de referência. Na Figura 10 é representado o sinal modulado em largura de pulso, resultado da comparação dos sinais de dente de serra e de referência. Figura 10. Sinal PWM. D. Assembly e o PIC16F778A O algoritmo responsável pelo rastreamento do MPPT foi desenvolvido em grande parte utilizando-se da linguagem de baixo nível Assembly (.asm), também conhecida como "linguagem de montagem". Sua manipulação é mais difícil, pois o programador necessita conhecer não só as instruções, mas também toda estrutura da máquina que irá operar, neste caso, um microcontrolador. Uma das grandes vantagens da linguagem Assembly é seu poder de otimização do código, ou seja, é capaz de usufruir ao máximo das características do hardware, resultando em economia de tempo de execução e tamanho de código [6]. O microcontrolador empregado neste trabalho foi o PIC16F877A, pertencente à arquitetura Harvard, ou também RISC (Reduced Instruction Set Computer) com barramento de 8 bits [4]. A principal característica da arquitetura Harvard é a separação da memória em duas repartições, uma para dados e outra para programa, com barramentos independentes. Isso permite que os processos de execução e busca de instruções sejam simultâneos e de forma sequencial, ou seja, em pipeline [4]. O conjunto de instruções Assembly que possibilita a programação do PIC16F877A é expresso pela Tabela 1. Essas instruções permitem diversas operações, conforme os critérios de cada pino. DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 6 Tabela 1. Instruções para o PIC16F877A [4]. ADDLW Soma um literal no reg. W ANDLW Operação lógica (e) entre o literal K e o reg. W ADDWF Soma o registrador W ao reg. F ANDWF Operação lógica (e) entre o registrador W e o reg. F BSF Set bit F BCF Limpa um bit do registro F BTFSC Teste bit F, pula se for zero BTFSS Teste bit F, pula se for um CALL Chamada de uma subrotina CLRW Limpa o registro W CLRWDT Limpa o registro do Watch Dog Timer CLRF Limpa o registro F COMF Complementa o registro F DECF Decremento de F DECFSZ Decrementa F, pula se for zero GOTO Desvio de endereço INCF Incremento de F IORLW Ou inclusivo entre K e o registro W INCFSZ Incremento de F, desvia se for zero IORWF Ou inclusivo entre W e F XORLW Ou exclusivo entre K e o registro W XORWF Ou exclusivo entre W e F SUBWF Subtrai o registro (F) do conteúdo do registro W SWAPF Inverte bits em F SLEEP Coloca em modo de repouso SUBLW Subtrai de um literal o valor do registrador W RLF Desloca F para a esquerda usando carry RRF Desloca F para a direita usando carry RETLW Retorna com um literal em W RETURN Retorno da subrotina NOP Nenhuma operação RETFIE Retorno de interrupção MOVLW Mover literal para o registro W MOVF Mover F MOVWF Mover o registro W para F Instruções PIC16F877A A estrutura do PIC16F877A é demonstrada na Figura 9. Cada um dos 40 pinos cumpre uma função específica e seu acionamento deve ser realizado levando em consideração as informações presentes no datasheet. Figura 11. Estrutura PIC16F877A vista superior [5]. A Tabela 2 faz um resumo das funções de todas as portas do microcontrolador. Somente a porta RAn/ANn (n de 0 a 7) pode receber entradas digitais ou analógicas. Já a porta MCLR (Master Clear) é responsável por resetar o microcontrolador sempre que houver um estouro no timer do contador. As portas VDD e VSS realizam a alimentação dos circuitos, sendo que a tensão aplicada é em torno de +5 e -5 V [4]. Tabela 2. Resumo das funções das portas do PIC16F877A. Porta Função MCLR Reset RA,RB,RC,RD,RE I/O VDD Alimentação + Vss Alimentação - OSC1,OSC2 Clock Os algoritmos de rastreamento do ponto de máxima potência e de modulação por largura de pulso em linguagem Assembly estão em anexo a este trabalho. E. Driver O circuito gate driver tem como principal função realizar a interface de conexão do circuito de controle com o circuito de potência [10]. Neste circuito os níveis de tensão e correntes são amplificados de forma a acionar as chaves semicondutoras que encontram-seem diferentes potenciais, além disso, também desempenha a função de isolamento dos dois circuitos, reduzindo as chances de danos nas chaves na ocasião de algum curto-circuito. Neste trabalho os dispositivos do circuito gate driver não foram dimensionados, pois o mesmo foi reaproveitado. III. DIMENSIONAMENTO DOS COMPONENTES A. Implementação do conversor O dimensionamento dos componentes do circuito do conversor Buck parte inicialmente do cálculo do ganho estático (D), pois este parâmetro indica a razão entre o intervalo de condução e o período total chaveamento. A tensão de entrada (E) do conversor é fixada em 17,74 V e tensão de saída do mesmo em 12 V. Esses valores foram determinados como padrão do projeto. Assim, aplicando a expressão (8): D E V0 6764,0 74,17 12 D (21) Para o cálculo das indutâncias e capacitâncias foram consideradas ondulações de 10% no indutor (ΔIL) e 5% no capacitor (ΔVC). Dessa forma, utilizando as expressões (11) e (20): 1061,1 25000.1,0 6764,0.1274,17 f.I D.VE L sL 0 mH (22) 00,10 25000.10.1061,1.05,0.8 6764,01.12 f.L.V.8 D1.V C 232 SC 0 μF (23) A potência de saída do conversor, assim como as tensões, foi pré-determinado para um valor de 50W. Sabendo o valor da tensão (V0) de saída obtém a resistência de carga: DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 7 88,2 50 12 P V R 2 0 2 0 aargc Ω (24) Com o valor de resistência já calculado, é possível encontrar a corrente de saída do conversor, assim: 167,4 88,2 12 R V I aargc 0 0 A (25) Para o dimensionamento da chave semicondutora (MOSFET) é preciso conhecer o valor de corrente que circulará pelo circuito. Após isso, um modelo de chave deve ser selecionado em função da capacidade máxima de corrente, consultando o datasheet. Assim, aplicando a expressão abaixo: 427,36764,0.167,4D.II 0)RMS(S A (26) A chave deve suportar uma corrente de aproximadamente 3,5 A (rms) ou 4,94 A (pico). Com relação à máxima tensão aplicável na chave, o valor pode ser obtido aplicando a análise de malha ao circuito da Figura 7, logo: 0VVE DS 0VD 74,17EVS V (27) O modelo escolhido para chave foi o MOSFET IRF640N, que apresenta capacidade máxima 18 A, bem como tensão máxima de 200 V, ambos os valores com bastante folga. A máxima tensão reversa a qual o diodo pode suportar é dada pela mesma análise usada para a chave semicondutora, porém, aplicada ao circuito da Figura 6. 0VVE DS 0VS 74,17EVS V (28) Assim, foi selecionado o diodo MUR460, com capacidade de operação em sobrecarga com correntes de até 70 A, e tensões máximas reversas de 600 V. Todos os componentes foram testados, montados e soldados utilizando das estruturas do laboratório. O resultado final do conversor é expresso pela Figura l0. Figura 12. Conversor Buck implementado. Os indutores foram enrolados em núcleos ferromagnéticos esmaltados, utilizando de condutores de cobre numeração 17 capazes de suportarem a corrente de projeto (Ipico). Os valores de indutância foram aproximados a cada determinado número de voltas, sendo os mesmos medidos por meio de aparelho eletrônico em laboratório. A Figura 12, ainda exibe outros dois elementos, um indutor (Lf) com menor quantidade de voltas, além de outro capacitor (Cf) paralelo. Os mesmos se referem ao filtro de entrada do conversor. Para o dimensionamento de ambos foi considerada a operação na frequência de corte em 5 kHz, assim: ff c L.C 1 (29) Neste caso o capacitor foi pré-determinado, utilizando de um valor apropriado, a fim de resultar em um indutor de valor reduzido (4,7 μF), dessa forma: 576,215 10.7,4.5000..2 1 C.f2 1 L 62 f 2f μH (30) Fazendo um resumo dos componentes dimensionados chegou-se a: 1 Indutor de 1,1061 mH; 1 Capacitor de 10,00 μF; 1 Resistor de 2,88 Ω; 1 MOSFET IRF640N; 1 Diodo MUR460; 1 Indutor de 215,576 μH; 1 Capacitor de 4,700 μF. B. Dispositivos do circuito de controle Para que os algoritmos de MPPT e também de modulação PWM sejam interpretados e transformados em variáveis elétricas, faz-se necessário desenvolver um circuito de controle por meio de um microcontrolador PIC16F877A. Inicialmente o protótipo do circuito foi elaborado utilizando o software PROTEUS®, onde foram definidas as portas de entrada e saída do microcontrolador, bem como a alocação dos circuitos de medição (sensores). Entre as entradas de medição no microcontrolador e os sensores de corrente e tensão foram inseridos dois amplificadores operacionais com realimentação, com o objetivo de isolar a medição da leitura. O modelo utilizado de amp-op foi o LM741. Os mesmos foram alimentados com tensões de -15 V e +5 V. A estratégia de rastreamento do ponto de máxima potência depende da aquisição de dados referentes à tensão e corrente a cada nova interação do algoritmo. Dessa forma, foram empregados dois diferentes sensores com esta finalidade, sendo um deles adquirido comercialmente e outro implementado. O circuito de medição de tensão foi desenvolvido considerando como modelo o circuito divisor de tensão da Figura 13. DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 8 Figura 13. Circuito divisor de tensão, PSIM®. Para o cálculos das resistências Ra e Rb fixou-se a dissipação de potência em 0,1 W, assim como 25V (tensão máxima do painel) entre os terminais A e B. Já o valor de 5V é aplicado em função da tensão de operação do microcontrolador. Assim: 00,4 1,0 20 P V R 22 R b b kΩ (31) O valor de resistor comercial mais próximo é de 3,9 kΩ, sendo, portando, aproveitado. Usando a equação do divisor de tensão: ba b RR R.25 5 b b R.4 5 R20 Ra (32) Logo, a resistência (Ra) pode ser implementada utilizando-se de quatro resistores de 3,9 kΩ em série. Desse modo, o circuito completo de medição de tensão é apresentado na Figura 14. Figura 14. Circuito de medição de tensão, PSIM®. Após isso, os sinais de medição são aplicados às entradas digitais nas portas RA0 e RA1 do microcontrolador. A alimentação do Master Clear (MCLR) é realizada conforme o arranjo do circuito da Figura 15. Figura 15. Circuito de ativação do pino de reset, PSIM®. Este circuito tem como função realizar a polarização do sinal de reset, limitando também as correntes aplicadas ao microcontrolador. Para as resistências foram utilizados valore de 5,6 kΩ, e também um capacitor cerâmico (Ca), com valor nominal de 15 pF. Outro ponto importante para o funcionamento do microcontrolador é a ativação do cristal de forma bem próxima aos seus pinos (OSC1 e OSC2). A conexão do cristal foi realizada usando como referência o circuito da Figura 16. Nele cada capacitor, também de 15 pF é colocado em um terminal comum do cristal, e deste conectado as portas do microcontrolador. Figura 16. Circuito para o cristal, PSIM®. Para o acionamento do MOSFET do conversor, por meioda modulação PWM em função do resultado do algoritmo de rastreamento foram utilizadas as saídas CCP1 e CCP2 do PIC16F778A. A alimentação do PIC em +5 foi realizada através das portas 11e 32 (VDD), enquanto o comum (VSS) mediante as portas 31 e 12, ambas curto-circuitados diretamente na malha da placa montada. A placa final para o circuito de controle gerado pelo software PROTEUS® é expressa pela Figura 17. Figura 17. Placa do circuito de controle, PROTEUS®. Os resistores alocados ao lado direito da Figura remetem a possíveis leituras do circuito de controle, a qual não foram implementadas pelos alunos. Contudo, foram DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 9 incluídos para futuros aperfeiçoamentos. Os valores dos resistores utilizados foram de 5,6 kΩ, com a função de limitar a corrente de saída dos pinos RB do microcontrolador. Vale lembrar também, que uma resistência adicional também de 5,6 kΩ foi incluída na entrada do sensor de corrente. Assim, os dispositivos empregados na confecção da placa do circuito de controle foram: 5 Resistores de 3,9 kΩ; 12 Resistores de 5,6 kΩ; 2 Amp-Ops LM741; 1 Cristal oscilador de 20 kHz; 3 Capacitores cerâmicos de 15 pF; 1 PIC16F877A; 1 Sensor de corrente. A Figura 18 traz o resultado final do circuito de controle montado, com todos componentes soldados em conformidade com as trilhas da placa impressa. Figura 18. Circuito de controle implementado. IV. RESULTADOS EXPERIMENTAIS O circuito conversor foi simulado juntamente com o algoritmo de rastreamento de MPPT, obtendo-se os resultados referentes aos valores de potência (Ppv), corrente (Ipv) e tensão (Vpv), além do sinal PWM aplicado a chave semicondutora. O primeiro resultado analisado se refere à resposta do rastreamento frente à potência entregue pelo painel. Na Figura 19, as três potências são comparadas. Figura 19. Comparação das curvas de potência. Pode-se observar que inicialmente o algoritmo de MPPT de Perturbação e Observação possui um erro antes de entrar em regime, convergindo para a mesma potência do painel a partir do intervalo de 1 ms. Em 6 ms fica evidente o atraso na resposta do algoritmo para uma alteração climática instantânea, neste caso, a simulação de sombreamento das células, e posterior queda no índice de radiação solar. A curva em verde consiste na potência aplicada à carga. A mesma mostra tendência em acompanhar a curva de MPPT, com leve desvio. A estratégia mostrou-se capaz de realizar o pleno rastreamento somente em condições de não alternância das variáveis climáticas. O resultado para as larguras de pulso produzidas no MOSFET são demonstradas pela Figura 20. Figura 20. Sinal PWM aplicado à chave. O sinal PWM também foi analisado durante o intervalo de sombreamento, porém, nenhuma alteração de largura de pulso foi constatada, dessa forma, um segundo erro é identificado nos algoritmos. DISCIPLINA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA APLICADA A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS, 2016 10 As curvas de tensão na carga e na entrada do conversor são expressas pela Figura 21. Figura 21. Curvas de Tensão. Pelas curvas de tensão, pode observar que a tensão na carga é reduzida conforme a topologia do conversor, apresentando oscilações durante o regime transitório. O mesmo é constatado nas curvas de corrente da Figura 22. Figura 22. Curvas de corrente. V. CONCLUSÃO Através da realização desse trabalho, pode-se observar que a tecnologia de geração de energia fotovoltaica apresenta larga tendência para aplicações futuras, sejam elas por meio de pesquisas, ou até mesmo em substituição as formas de tradicionais de geração. Com relação à implementação do algoritmo de rastreamento de MPPT, o mesmo apresentou bons resultados, com alguns erros de regime permanente já esperados. As curvas de tensão e corrente do conversor se mostraram fiéis ao valor de razão cíclica, determinada inicialmente, indicando o funcionamento do conversor dentro dos parâmetros estabelecidos durante sua implementação. VI. REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS [1] Aulas teóricas da Disciplina de Eletrônica de Potência Aplicada a Sistemas Fotovoltaicos da UNIPAMPA, Campus Alegrete, ministradas pelo professor Guilherme Sebastião da Silva. [2] Johninson Imhoff, Desenvolvimento de Conversores Estáticos para Sistemas Fotovoltaicos Autônomos, Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica), Universidade Federal de Santa Maria, 2009. [3] Aulas teóricas da Disciplina de Eletrônica de Potência da UNIPAMPA, Campus Alegrete, ministradas pelo professor Jumar Luís Russi. [4] Aulas teóricas da Disciplina de Microcontroladores da UNIPAMPA, Campus Alegrete, ministradas pelo professor Sidinei Ghissoni. [5] MICROCHIP®. Disponível em:< http://www.microchip.com/wwwproducts/en/PIC16F877 A>. Acessado em 05/07/2016, às 19:00. [6] Primeiros Passos na Programação em Linguagem Assembly. Disponível em:< http://paginas.fe.up.pt/~jmf/mp0506/dwnlds/mp1-0506- print.pdf>. Acessado em 06/07/2016, às 23:00. [7] POMILIO, J. A. Topologias Básicas de Conversores CC-CC não-isolados. UNICAMP, SP. Disponível em: <http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/pdffiles/CAP 1.pdf>. Acessado em 07/07/2016, às 23:30. [8] Datasheet. DIODO MUR460. Disponível em:< http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/M/U/R /4/MUR460.shtml>. Acessado em 08/07/2016, às 18:30. [9] Datasheet. MOSFET IRF640N. Disponível em:< http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/fairchild/IRF6 40N.pdf>. Acessado em 08/07/2016, às 20:00. [10] Circuitos de Comando para MOSFET´s e IGBT´s de Potência. Apresentação em .ppt. Disponível em:< http://www.peteletrica.ufc.br>. Acessado em 09/07/2016, às 17:00.
Compartilhar