Eletrônica Analógica II

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Aluno: _____________________________________________
Eletrônica
II
A
n
a
l
ó
g
i
c
a
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Capacitor de Acoplamento
Um capacitor de acoplamento acopla um ponto não aterrado a outro ponto não aterrado
(acoplar significa deixar passar somente o sinal ca, bloqueando a componente contínua).
, onde R = RTH + RL
Capacitor de Desvio
O capacitor de derivação acopla um ponto desaterrado a um ponto aterrado.
A resistência equivalente R = RG||RL é
a resistência de Thevenin vista pelo
capacitor.
2
C
2 XR
V
I TH
+
=
Freqüência Crítica (fc) → Xc = R Logo RCf2
1
C
=
pi
→
RC2
1fC
pi
=
Se Xc = R → R
V
707,0
RR
V
I THTH
22
=
+
=
Alta Freqüência de Quina (fh): A resistência total deve ser no mínimo 10 vezes maior
que a reatância capacitiva. fh > 10fc
Se Xc< 0,1R → R
V
995,0
)R.1,0(R
V
I THTH
22
=
+
= (Acoplamento quase ideal)
Circuito Equivalente CC: Reduzimos a fonte ca a zero e abrimos todos os capacitores.
Circuito Equivalente CA: Reduzimos todas as fontes cc a zero e curto-circuitamos todos
os capacitores.
2
C
22
C
2
LTH XR
V
X)RR(
V
I THTH
+
=
++
=
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Operação em Pequeno Sinal
Quando polarizamos um transistor, aplicamos uma tensão de polarização CC (VBE) à
base. Quando um sinal é aplicado à entrada do amplificador a tensão oscilará acima e abaixo de
VBE, portanto existirá uma variação de tensão ao redor do ponto quiescente (∆VBE) o que
provocará uma variação (∆IE) de corrente ao redor do valor quiescente. Um amplificador é
chamado de pequeno sinais se a amplitude do sinal for suficientemente pequena de forma que a
operação do mesmo se dá na região linear da curva IE x VBE.
A Figura abaixo à esquerda mostra um sinal, ∆VBE, aplicado na base e a resposta, ∆IE.
Uma forma de reduzir a distorção observada no
gráfico abaixo é manter a tensão ca da base
pequena. Se o sinal for suficientemente pequeno, o
gráfico terá uma aparência linear.
Regra dos 10%
O sinal ca será considerado pequeno
quando a corrente ca de pico a pico for menor que
10% da corrente cc do emissor.
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Resistência ca do Diodo Emissor (r'e)
Beta CA (hfe):
b
c
b
c
i
i
I
I
=β→
∆
∆
=β
Amplificador Emissor Comum: emissor está aterrado para ca.
Inversão de Fase: Semiciclo positivo de Vent → ib aumenta → ic aumenta → queda de tensão
em Rc aumenta → VCE diminui (semiciclo negativo).
Logo no amplificador emissor comum a saída está defasada de 180° em relação à entrada.
Impedância de Entrada da Base: 'e)base(ent
b
'
ee
b
b
)base(ent rzi
ri
i
vz β=→==
Impedância de Entrada do Estágio: 'e21ent r//R//Rz β=
Utilizando os Parâmetros CA da Folha de Dados:
fe
ie'
e h
hr =
E
'
e
E
BE'
e I
mV25r
I
Vr =→
∆
∆
=
Circuito Equivalente CA
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Amplificadores de Tensão
Resistência ca do Coletor (rc): rc = RC||RL
Os Valores rms e de Pico a Pico: 2v2v rmsPP =
Ganho de Tensão (Av):
entrada
saída
v v
vA =
'
ecbentrada rivv ≅=
)faseinversãode(irv ccsaída −=
ri
riA '
ec
cc
v →
−
= '
e
c
V r
rA −=
Amplificador com Realimentação Parcial (Amplificador Linearizado): Para estabilizar o ganho
de tensão devemos deixar uma certa resistência sem ser desviada para ocasionar uma
realimentação negativa.
Ganho de Tensão:
'
ee
c
v rr
rA
+
−
=
Trocando ganho por estabilidade:
Se re for maior que r'e, as variações de r'e serão
encobertas por re (reduzidas drasticamente).
Impedância de Entrada da Base: )rr(z
i
)rr(i
i
vz 'ee)base(ent
b
'
eee
b
b
)base(ent +β=→+==
■ Ganho mais estável, distorção devido à não linearidade do diodo base-emissor é
menor.
Modelo T
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Estágios em Cascata:
A corrente ca no primeiro
coletor tem vários caminhos para
circulação, através da resistência
Rc do primeiro estágio (3,6KΩ), dos
resistores de polarização do
segundo estágio (10KΩ e 2,2KΩ) e
para dentro da base do segundo
transistor (zent(base)).
Circuito equivalente ca do segundo estágio:
zent(base) = 2,27KQ (impedância de
entrada de base do 2o estágio)
Calculamos o ganho de tensão do
primeiro estágio (A1) e depois calculamos o
ganho de tensão do segundo estágio (A2).
O ganho total será dado por: A = A1 . A2
Impedância de Saída: importante porque interage com o resistor de carga para
determinar a tensão ca na carga.
A impedância de saída é também chamada
de impedância Thevenin. Ao lado vemos o
circuito equivalente para o lado da saída do
amplificador EC. O resistor de carga foi
desconectado porque estamos aplicando o
teorema de Thevenin no circuito.
A tensão Thevenin na saída é dada por: Vth = β ib Rc = ic Rc
Para obter a impedância de Thevenin, devemos reduzir a fonte de corrente a zero
(circuito aberto).
Logo rth= Rc
Quanto maior for RL em relação à Rc, maior será a tensão de saída.
Modelo do Transistor:
Onde:
e
c
V r
rA −=
Ze = R1 || R2 || Ze(base)
Zs = Rc
Ve = tensão de entrada
Vs = tensão de saída
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Amplificador Base Comum
Modelo T
Impedância de Entrada: 'eent
'
eEent rzr//Rz ≅→=
Tensão de Saída: ccsaída Riv =
Tensão de Entrada: 'eeent riv =
Ganho de Tensão: '
e
C
'
ee
Cc
entrada
saída
v r
RAv
ri
Ri
v
vA =→==
Impedância de Saída: Csaída Rz =
■ Uma das razões pelas quais o amplificador BC não é tão usado quanto um
amplificador EC é sua baixa impedância de entrada. Por isso o amplificador BC não é muito usado
em baixas freqüências. Ele é usado principalmente em aplicações de altas freqüências (acima de
10MHz), onde as fontes de baixa impedância são comuns.
Amplificador Coletor Comum (Seguidor de Emissor)
Impedância de Entrada da Base:
Impedância de Entrada do Estágio:
Ganho de Tensão (Av):
)rr(
rA
)rr(i
riA
v
vA '
ee
e
V'
eee
ee
V
entrada
saída
v
+
=→
+
=→=
)rr(z
i
)rr(i
i
vz 'ee)base(ent
b
'
eee
b
b
)base(ent +β=→+==
)rr(//R//Rz 'ee21ent +β=
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Impedância de Saída: Aplicando o teorema de Thevenin a partir da base no Modelo T
temos:
Rth= R1II R2II RG
G21
G
21entth R)R//R(
V)R//R(vv
+
==
Somando-se as tensões da malha temos:
Vent = (R1 // R2 // RG)ib + r'e ie + RE ie
Como ib = ic / β
β++= /)R//R//R(rR
vi
G21
'
eE
ent
e
O resistor de emissor, RE é acionado por uma fonte ca com uma impedância Thevenin de:
β+=
)R//R//R(rr G21'eth
Então:
β+=
)R//R//R(rr G21'esaída
■ Assim como um amplificador linearizado, o seguidor de emissor também usa
realimentação negativa. A resistência de realimentação é igual à resistência total do emissor.
Sendo a realimentação negativa muito forte, o ganho de tensão é bastante estável, quase não
existe distorção e a impedância de entrada da base é muito alta e a impedância de saída é muito
baixa.
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AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA
DEFINIÇÕES E TIPOS DE AMPLIFICADORES
Um amplificador recebe um sinal de um determinado transdutor ou outra fonte de
entrada, e fornece uma versão amplificada desse sinal para um dispositivo de saída ou outro
estágio amplificador. Um sinal de um transdutor na entrada é geralmente pequeno (alguns
milivolts de um tape-deck ou CD, ou alguns microvolts de uma antena) e precisa ser amplificado o
suficiente para acionar um dispositivo de saída (alto-falante ou outro dispositivo de potência). Em
amplificadores de pequenos sinais, os fatores principais são, viade regra, linearidade na
amplificação e amplitude de ganho. Como os sinais de tensão e corrente são pequenos em
amplificadores de pequenos sinais, a quantidade de potência que ele é capaz de fornecer e sua
eficiência são fatores de pouco interesse. Um amplificador de tensão fornece amplificação de
tensão, principalmente para aumentar a tensão de um sinal de entrada. Por sua vez,
amplificadores de grandes sinais ou de potência fornecem, sobretudo, potência suficiente a uma
carga de saída a fim de acionar um alto-falante ou outro dispositivo de potência, tipicamente na
faixa de alguns watts a dezenas de watts. Neste capitulo, nos concentramos nos circuitos
amplificadores usados para operar com grandes sinais de tensão e níveis de correntes
moderadas ou altas. As características principais de um amplificador de grandes sinais são a
eficiência de potência do circuito, a máxima quantidade de potência que o circuito é capaz de
fornecer, e o casamento de impedância com o dispositivo de saída.
Um método usado para classificar amplificadores é por classe. Basicamente, classes de
amplificadores indicam a quantidade que o sinal de saída varia, sobre um ciclo de operação, para
um ciclo completo do sinal de entrada. Uma breve descrição das classes de amplificadores é
fornecida a seguir.
Classe A: O sinal de saída varia por um ciclo completo de 360°. A Fig. 1a mostra que
isto requer que o ponto-Q seja polarizado em um nível tal que o sinal possa variar para cima e
para baixo sem atingir uma tensão suficientemente alta capaz de ser restringida pelo nível da
fonte de tensão, ou descer a um ponto que possa atingir o nível inferior da fonte, ou 0 V, para o
exemplo mostrado na figura.
Classe B: Um circuito classe B fornece um sinal de saída que varia sobre metade do ciclo
da entrada, ou por 180° de sinal, como mostrado na Fig. 1b. O ponto de polarização de está,
portanto, em 0V, com a saída variando, então, a partir deste ponto de polarização, durante meio
ciclo. Obviamente, a saída não é uma reprodução fiel da entrada, se apenas meio ciclo está
presente. Dois amplificadores classe B — um para fornecer saída durante o meio ciclo positivo da
saída e o outro para operar durante o meio ciclo negativo — são necessários. A combinação dos
meios ciclos fornecem, então, uma saída para os 360° completos de operação. Este tipo de
conexão realiza a operação denominada push-pull, a qual é discutida adiante. Note que a
operação classe B, por si, gera um sinal de saída muito distorcido, uma vez que o sinal de
entrada é reproduzido na saída somente durante a metade do seu ciclo.
Classe AB: Um amplificador pode ser polarizado em um nível de acima do nível
correspondente à corrente zero de base da classe B e acima da metade do nível da fonte de
tensão da classe A; esta condição de polarização é empregada em amplificadores classe AB. A
operação classe AB ainda requer uma conexão push-pull para atingir um ciclo de saída completo,
mas o nível de polarização de é, geralmente, muito próximo do nível zero de corrente de base
para uma melhor eficiência de potência, como descrito brevemente. Para operação classe AB, a
oscilação do sinal de saída ocorre entre 180° e 360°, e não constitui uma operação classe A,
nem mesmo classe B.
Classe C: A saída de um amplificador classe C é polarizada para uma operação em
menos de 180° do ciclo e só opera com circuitos sintonizados (ressonantes), os quais fornecem
um ciclo completo de operação para a freqüência sintonizada ou ressonante. Esta classe de
operação é usada, portanto, em aplicações especiais de circuitos sintonizados, tais como rádio
ou comunicações.
Classe D: Esta classe de operação é uma forma de amplificação para sinais pulsados
(digitais), em que o circuito fica "ligado" por um curto intervalo de tempo e desligado por um longo
intervalo. Usando técnicas digitais, torna-se possível obter um sinal que varia sobre um ciclo
completo (usando circuitos de amostragem-e-retenção) para recriar a saída a partir de muitos
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trechos do sinal de entrada. A maior vantagem da operação classe D é que o amplificador está
ligado (usando potência) durante curtos intervalos, e a eficiência global pode, na prática, ser
muito alta, como descrito em seguida.
Eficiência do Amplificador
A eficiência de potência de um amplificador, definida como a razão entre a potência de
saída e a potência de entrada, melhora da classe A para a classe D. Em termos gerais, vemos
que o amplificador classe A, com polarização de na metade do nível da fonte de tensão, usa uma
boa quantidade de potência para manter a polarização, mesmo que nenhum sinal de entrada seja
aplicado. Isto resulta em uma eficiência muito pobre, sobretudo com sinais pequenos de entrada,
quando muito pouca potência ac é liberada para a carga. Realmente, a eficiência máxima de um
circuito classe A, que ocorre para a maior oscilação de tensão e corrente de saída, é apenas 25%
para uma conexão de carga direta ou realimentada em série, e 50% com uma conexão usando
transformador para ligar-se à carga. Pode-se mostrar que a operação classe B, sem nenhuma
potência de polarização de para o caso de ausência de sinal de entrada, fornece uma eficiência
máxima que atinge 78,5%. A operação classe D pode obter uma eficiência de potência maior do
que 90%, fornecendo a operação mais eficiente de todas as classes de operação. Como a classe
AB situa-se entre classe A e classe B, em termos de polarização, ela mantém sua eficiência entre
25% (ou 50%) e 78,5%.
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Amplificadores em Classe A
Um amplificador de potência apresenta características como: altos níveis de sinal
(tensão e/ou corrente), baixa sensibilidade e principalmente alta eficiência. A classe A de
amplificação não é, assim, a mais indicada para esse propósito (Eficiência teórica típica em torno
de 25%). Classes que possibilitam maior eficiência , como a B, AB e D serão mais indicadas.
No amplificador de potência classe A, a polarização do transistor de saída é feita de tal
forma que a corrente de coletor circula durante todo o ciclo do sinal de entrada VBE. Isto resulta
num ângulo de condução de 360° para transistor de saída. Assim para o BJT será caracterizada
uma polarização no centro da região linear. A classe A apresenta alta linearidade (baixa
distorção).
Para o amplificador de potência com BJT serão usados transistores com alta
capacidade de dissipação de calor (transistores de potência - famílias BD, TIP) e será por muitas
vezes necessário a utilização de dissipadores de calor. Os transistores de potência apresentam
em geral baixo HFE. A melhor forma de se polarizar um transistor para operar em Classe A é a
polarização por divisor de tensão (independente de beta), por se apresentar com maior
estabilidade, o que nos garantirá um ponto quiescente estável no centro da região linear.
Reta de Carga cc e ca
A resistência ca do coletor é diferente da resistência
cc do coletor. A reta de carga ca é mais inclinada, porque a
resistência ca do coletor é menor que a resistência cc do
coletor.
ICQ = corrente cc do coletor
lC(sat) = corrente de saturação do coletor
VCEQ = tensão cc coletor-emissor
rc = resistência ca vista do coletor
Como inicialmente o ponto de operação não
está no meio da reta de carga ca, temos que a
excursão do sinal à esquerda (VCEQ) é maior que a
excursão do sinal à direita (ICQ rc).
Logo o máximo valor de pico a pico (MPP)
da tensão ca sem ceifamento será: MPP = 2 ICQ rc
Para aumentarmos a excursão máxima do
sinal será deslocando o ponto Q para cima, até o
centro da reta de carga ca.
Posicionamento do ponto Q otimizado: diminuir
a resistência cc do emissor até que o ponto Q
produza valores iguais para VCEQ e ICQ rc.
1V/V
rRR
ECC
cC
E +
+
=
Somando-se as tensões ca em torno da malha do coletor: Vce + ic rc = 0
(*)
r
vi
cce
c
−
=
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A corrente ca do coletor é dada por: ic = ∆lc = lc - ICQ
e a tensão ca do coletor é: vce = ∆VCE = VCE - VCEQ
Substituindo essas expressões em (*) e rearranjando-a temos:
c
CE
c
CEQ
CQC r
V
r
V
II −+=
Quando o transistor satura, VCE = 0 e temos:
)eriorsupponto(
r
V
II
c
CEQ
CQ)sat(C +=
Quando o transistor está no corte, lc = 0 e temos:
VCE(corte) = VCEQ + ICQ rc (Ponto inferior)
Fórmulas de Potência para Classe A
Potência na Carga:
L
saída
L
2
L
L R
V
R
VP
2
==
ou usando o valor de pico a pico:
L
2
)saída(PP
L R8
V
P =
Potência Máxima na Carga:
L
2
(max)L R8
)MPP(P =
Potência Dissipada no Transistor: Quando o amplificador
está sem sinal na entrada, a dissipação de potência no transistor
é dada por: PD = VCEQ ICQ
A potência dissipada no transistor diminui quando o sinal ca está presente.
Potência Total fornecida pela Fonte:
Corrente no divisor de tensão formado por R1 e R2
Corrente de alimentação total ou corrente de dreno é a soma da corrente no
divisor e a corrente no coletor: ls = I1 + ICQ
Ps = VCC Is (potência cc fornecida para o amplificador)
A Eficiência: %100x
P
P
S
L
=η
Ganho de Corrente:
b
c
i i
iA =
Ganho de Tensão: '
e
c
V r
rA =
Ganho de Potência: ivP
bent
csaída
entrada
saída
P AAAiv
iv
P
PA =→==
21
CC
1 RR
VI
+
=
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Amplificadores em Classe B
Em um amplificador classe B, utiliza-se um par de dispositivos (transistores) com a
particularidade de que cada dispositivo conduz alternadamente por um ângulo de 180° do sinal
de entrada, ou seja, um dispositivo amplifica o semiciclo positivo, e o outro, o semiciclo negativo,
para que isto aconteça o ponto Q é colocado no corte para as retas ca e cc. A vantagem do
amplificador classe B é a baixa corrente drenada e a alta eficiência e menor dissipação de
potência nos transistores.
Em contrapartida, os amplificadores classe B ampliam significativamente o problema da
distorção, pois surge a distorção crossover (cruzamento de zero), que acontece entre a
passagem do semiciclo positivo para o semiciclo negativo. Nesta passagem ocorre que, em
determinado período de tempo, ambos os transistores estão simultaneamente cortados, não
ocorrendo amplificação do sinal.
Amplificador Coletor Comum (Seguidor de Emissor)
Os Limites:
Excursão à esquerda = VCEQ
Excursão à direita = ICQ re Onde: re = RE || RL
Máxima excursão de pico a pico (MPP): Menor valor entre: MPP = 2 lCQ re ou MPP = 2VCEQ
■ Para posicionar o ponto de quiescente (Q) no meio da reta de carga ca
aumentaremos a tensão cc na base (variando o valor de R2) de modo a produzir valores iguais
para VCEQ e ICQ re.
Circuito Push-Pull
No semiciclo positivo da tensão de entrada, o transistor
superior (T1) está em condução e o inferior, em corte. O transistor
superior funciona como um seguidor de emissor comum, de forma
que a tensão de saída é aproximadamente igual à tensão de
entrada.
No semiciclo negativo da tensão de entrada, o transistor
superior (T1) entra em corte e o inferior (T2), em condução. O
transistor inferior funciona como um seguidor de emissor comum e
produz uma tensão na carga aproximadamente igual à tensão de
entrada.
O transistor superior atua no semiciclo positivo da tensão
de entrada e o transistor inferior, no semiciclo negativo. Durante
cada semiciclo, a fonte vê, olhando para cada base, uma alta
impedância de entrada.
Distorção de cruzamento
Como o ponto Q é colocado no corte para as retas ca e cc, logo a tensão ca que chega
tem que aumentar até cerca de 0,7V para vencer a barreira de potencial dos diodos emissores.
Por isso não há fluxo de corrente através de T1 quando o sinal é menor que 0,7V. O
funcionamento é semelhante no outro ciclo. Não há fluxo de corrente em T2 até que a tensão ca
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de entrada seja mais negativa que -0,7V. Por esta razão se nenhuma
polarização é aplicada aos diodos emissores, a saída do seguidor de
emissor push-pull classe B será a apresentada na figura ao lado.
O sinal é distorcido. Por causa do ceifamento entre os semiciclos,
a saída não é mais uma onda senoidal. Como o ceifamento ocorre entre o
instante em que um transistor corta e o instante em que o outro conduz,
chamamos de distorção de cruzamento.
Para se reduzir a distorção de cruzamento, precisamos aplicar
uma pequena polarização direta para cada emissor. Isto significa localizar
o ponto Q um pouco acima do corte. Como orientação, uma corrente ICQ de 1 a 5% de lc<sat) é
suficiente para eliminar a distorção por transição.
No entanto, feito isso, estaremos modificando a classe do amplificador para AB.
Fórmulas de Potência para Classe B
Potência na Carga:
L
saída
L
2
L
L R
V
R
VP
2
==
ou usando o valor de pico a pico:
L
2
)saída(PP
L R8
V
P =
Potência Máxima na Carga:
L
2
(max)L R8
)MPP(P =
Potência Dissipada no Transistor: Idealmente, a potência
dissipada no transistor é zero quando não há sinal de entrada. Na
realidade há uma pequena dissipação de potência em cada
transistor por causa da pequena polarização direta necessária
para evitar a distorção de cruzamento.
L
2
(max)D R40
)MPP(P =
Potência Total fornecida pela Fonte:
A Corrente cc de alimentação de um amplificador push-pull classe B é ls=l1 + l2
Onde l1 = corrente cc através dos resistores de polarização
l2 = corrente cc através do coletor superior
Quando não há sinal de entrada, l2 = ICQ e a corrente drenada é pequena. Porém, quando
há sinal de entrada, a corrente drenada aumenta porque a corrente do coletor superior torna-se
grande.
Se for usada toda a linha de carga ca, o transistor superior terá uma corrente senoidal
de meia onda através dele com um valor de pico de:
L
CEQ
)sat(C R
V
I =
O valor médio ou cc de um sinal de meia onda é:
L
CEQ
2
)sat(C
2 R
V
Iou
I
I
pi
=
pi
=
A potência cc fornecida pela fonte é: Ps = VCC Is
A Eficiência: %100x
P
P
(max)S
(max)L
=η
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Polarização de Amplificadores Classe B
A Figura ao lado mostra a polarização com divisor de tensão para um
circuito push-pull classe B. Os dois transistores têm de ser
complementares, significando similaridade nas curvas VBE, nas
especificações máximas etc. Por exemplo, o 2N3904 e o 2N3906 são
complementares. O primeiro é um transistor npn e o segundo, um pnp.
Eles têm similaridade nas curvas VBE, nas especificações
máximas, e assim por diante. Pares complementares como esses estão
disponíveis para o projeto de praticamente qualquer push-pull classes B.
Para evitar a distorção de cruzamento, posicionamos o ponto Q
ligeiramente acima da região de corte, com o valor de VBE correto em
algum ponto entre 0,6 e 0,7 V. Porém, aqui está o maior problema: a
corrente do coletor é muito sensível às variações de VBE. AS folhas de
dados indicam que um aumento de 60 mV em VBE produz uma corrente de
coletor 10 vezes maior. Por causa disso, quase sempre é necessário um
resistor ajustável para fazer o correto posicionamento do ponto Q. Mas um
resistor ajustável não resolve o problema da temperatura. Ainda que o ponto Q possa estar
perfeito na temperatura ambiente, ele mudará quando a temperatura variar. Conforme já
discutido, VBE diminui em aproximadamente 2 mV por grau de aumento na temperatura. À medida
que a temperatura aumenta para o circuito acima, a tensão fixada para cada diodo emissor força
a corrente de coletor a aumentar rapidamente. Se a temperatura aumentar 30°C, a tensão VBE
requerida diminuirá em 60 mV. Por sua vez, a corrente do coletor aumenta em um fator de 10,
porque a polarizaçãofixa é de 60 mV para mais. Portanto, o ponto Q está muito instável com a
polarização do divisor de tensão.
O último perigo para o circuito acima é a deriva térmica. Quando a temperatura aumenta,
a corrente do coletor aumenta. À medida que a corrente do coletor aumenta, a temperatura da
junção aumenta ainda mais, reduzindo ainda mais o valor correto de VBE. Essa situação em
seqüência pode fazer com que a corrente do coletor ultrapasse seus valores nominais,
aumentando a potência a níveis excessivos, o que pode destruir o transistor. A ocorrência da
deriva térmica depende das propriedades térmicas do transistor, de como ele é resfriado e do tipo
de dissipador usado. É comum a polarização por divisor de tensão da figura acima produzir a
deriva térmica, que destrói o transistor.
Uma forma de evitar a deriva térmica é com a polarização por diodo,
mostrada na Figura ao lado. A idéia é usar diodos de compensação para
produzir a tensão de polarização nos diodos emissores. Para que esse
esquema funcione, as curvas dos diodos devem se igualar às curvas VBE
dos transistores. Então, qualquer aumento na temperatura reduz a tensão
de polarização proporcionada pelos diodos de compensação em uma
quantidade adequada. Por exemplo, considere que uma tensão de
polarização de 0,65 V estabeleça uma corrente do coletor de 2 mA. Se a
temperatura aumentar em 30°C, a tensão através de cada diodo de
compensação cai em cerca de 60 mV. Como a tensão VBE necessária
também diminui em 60 mV, a corrente do coletor permanece fixa em 2
mA. Para que a polarização por diodo seja imune às variações de
temperatura, as curvas dos diodos devem se igualar às curvas VBE por
uma ampla faixa de temperatura. Isso não ocorre facilmente com circuitos
discretos por causa da tolerância das componentes. Porém, a polarização
por diodo é fácil de ser implementada com circuitos integrados, porque os
diodos e transistores estão no mesmo chip, o que significa que eles tem curvas quase idênticas.
Com a polarização por diodo, a corrente do coletor iguala-se à corrente através dos diodos de
compensação e é dada por:
R2
V2VI BECCC
−
=
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O Acionador de Classe B
Para acionar o seguidor de emissor classe B, usa-se
um acionador EC acoplado diretamente, conforme a Figura
ao lado.
O transistor Q2 é uma fonte de corrente que
estabelece a corrente cc de polarização através dos diodos.
Ajustando R2 podemos controlar a corrente cc de emissor
através de R4. Isso quer dizer que Q2 fornece corrente
contínua através dos diodos de compensação. Por causa dos
diodos de polarização, nos coletores de Q3 e Q4, existe um
mesmo valor de corrente.
Quando um sinal ca aciona a entrada, Q2 comporta-
se como um amplificador linearizado. O sinal ca amplificado
e invertido no coletor de Q2 aciona as bases de Q3 e Q4. No
semiciclo positivo, Q3 conduz e Q4 corta. No semiciclo
negativo, Q3 corta e Q4 conduz.
Um Amplificador Completo
Temos na Figura abaixo um amplificador completo com três estágios: um amplificador de
pequeno sinal (Q1), um amplificador classe A de grande sinal (Q2) e um seguidor de emissor
push-pull classe B (Q3 e Q4).
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AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA EM CIRCUITOS INTEGRADOS
Os fabricantes dispõem de uma vasta gama de amplificadores de potência em circuitos
integrados. Um AmpOp industrial normalizado, como o 741 (a um custo baixo), é capaz de
fornecer a potência aproximada de 100 mW sem componentes externos adicionais. A seguir
indicam-se dois exemplos de amplificadores de áudio integrados com valores nominais de 4 W e
20 W, respectivamente.
O amplificador LM384, esquematizado
na Figura ao lado, é projetado para
propiciar 34 dB de amplificação em
sinais até 300 kHz e fornecer 5 W de
potência à uma carga acoplada
capacitivamente. Os valores indicados
dos componentes originam um fator de
distorção a 1 kHz inferior a 1% com a
potência de saída de 5 W numa carga
de 8 ohms. Quando se usar este
dispositivo deve-se ter o cuidado de
implantar o circuito adequadamente e
evitar acoplamentos de dispersão ou
retroação de saída para a entrada, que podem causar oscilações. Para evitar oscilações, o cabo
de entrada deve ser blindado e a malha de compensação de atraso R1 C2 deve ser conectada
entre o pino de saída e a massa. O condensador C3 usa-se para cancelar os efeitos da
indutividade das pontas da fonte de alimentação, enquanto C1 atua como um aterramento das
baixas freqüências.
O amplificador de 20 W
da Figura ao lado é outro exemplo
do estado da tecnologia dos
amplificadores de potência
lineares monolíticos. O TDA2020,
conectado como se indica, com
uma entrada de 260 mV, origina
tipicamente 20 W em 4 ohms com
menos de 1% de distorção e
eficiência igual a 57%. A resposta
em freqüência (-3 dB) vai de 10 Hz
a 160 kHz com um ganho de
30 dB. Além disso, o dispositivo
tem proteção contra curtocircuitos
e desligação térmica se for
excedido o limite máximo de
dissipação térmica recomendado.
Os condensadores C1 a C4
proporcionam contornamento da
fonte de alimentação. As malhas
R3C5 e R1C6 produzem compensação de atraso na saída e na entrada, respectivamente. A
compensação é ainda controlada pelo condensador C7. Como o nível DC da saída é posto a
(V+ + V-) / 2, esta operação em fonte de alimentação repartida fornece a saída DC de 0 V e a
carga pode ser acoplada diretamente, eliminando a necessidade de um condensador de
acoplamento muito grande. Os diodos D1 e D2 fixam (e assim protegem) a saída nas excursões
indutivas maiores que as tensões de alimentação.
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REGULADOR SÉRIE
O regulador série é na realidade uma fonte de alimentação regulada mais sofisticada em
relação aos reguladores que utilizam apenas diodo zener.
O diodo zener atua apenas como elemento de referência enquanto que o transistor é o
elemento regulador ou de controle. Observa-se que o transistor está em série com a carga, daí o
nome regulador série.
Funcionamento:
 A tensão de saída estará disponível na carga (VL), então: VL = VZ - VBE
 Como VZ >> VBE podemos aproximar: VL = VZ
 Sendo VZ constante, a tensão no ponto "x" será constante
 Caso VIN aumente podemos analisar o que acontece aplicando LKT:
VIN = VR + VZ, mas VR = VCB, logo: VIN = VCB + VZ
VCE = VCB + VBE
Portanto, quando VIN aumenta, como VZ é constante, VCB também aumentará provocando
um aumento de VCE, de modo a suprir a variação na entrada, mantendo VL constante.
VL = VIN - VCE
Então: se VIN aumenta VCE aumenta  VL não se altera
 Caso VIN diminua podemos analisar o que acontece aplicando LKT, obedecendo os mesmos
princípios adotados anteriormente. Neste caso VCB diminui.
Com a diminuição de VIN  VCE diminui  VL não se altera
REGULADOR PARALELO
A exemplo do regulador série, o transistor atua como elemento de controle e o zener como
elemento de referência.
Como a carga fica em paralelo com o transistor, daí a denominação regulador paralelo,
cujo circuito é mostrado abaixo.
A análise do seu funcionamento segue basicamente os mesmos princípios do regulador
série, no que diz respeito aos parâmetros do transistor e do diodo zener.
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Funcionamento:
 VZ = VCB  como VZ é constante, VCB será constante
 VCE = VCB + VBE, mas VCB >> VBE
Logo: VCE = VCB, onde VCE = VZ
Ao variar a tensão de entrada dentro de certos limites, como VZ é fixa, variará VBE variando
a corrente IB e conseqüentemente IC. Em outras palavras, variando-se a tensão de entrada
ocorrerá uma atuação na corrente de base a qual controla a corrente de coletor.
Neste caso, VCE tende a permanecer constante desde que IZ não assuma valores menores
que IZ(MIN) e maiores que IZ(MAX).
Os parâmetros para o projeto de em regulador paralelo são essencialmente: VIN, VLe
IL(MAX).
REGULADOR COM AMPLIFICADOR DE ERRO
O regulador com amplificador de erro torna o circuito mais sensível às variações da tensão
de entrada, ou variações da corrente de carga, através da introdução de um transistor junto ao
elemento de referência.
A figura a seguir ilustra esse tipo de regulador, onde os elementos que compõem o circuito
tem as seguintes funções:
 Diodo Zener: é utilizado como elemento de referência de tensão;
 Transistor T1: é o elemento de controle, que irá controlar a tensão de saída a partir de uma
tensão de correção a ele enviada através de um circuito comparador;
 Transistor T2: é basicamente um comparador de tensão DC, isto é, compara duas tensões, VR2
e VR3, sendo a tensão VR3 fixa (denominada também tensão de referência), cuja finalidade é
controlar a tensão de polarização do circuito de controle. Qualquer diferença de tensão entre
os dois resistores irá fornecer à saída do comparador uma tensão de referência que será
aplicada ao circuito de controle.
Funcionamento:
Quando houver uma variação da tensão de entrada, a tendência é ocorrer uma variação
da tensão de saída.
Supondo que VIN aumente, a tensão nos extremos de RL tenderá a aumentar, aumentando
a tensão VR2 e VR3, mas, como a tensão no emissor de T2 é fixada por VZ, então um aumento de
tensão no ponto "x" provocará um aumento de VBE2, que aumentará IB2 e conseqüentemente IC2.
Quando IC2 aumenta, haverá um aumento da tensão em R1 (VR1), uma vez que a tensão do
emissor de T2 é fixada pela tensão de zener (VZ).
Como VBE1 é fixa, então um aumento de VR1 provocará um aumento de VCE1.
Lembrar que VR1 = VCB1 e que VCB1 + VBE1 = VCE1.
Um aumento de IC2 provocará também um discreto aumento na corrente de base de T1
(IB1).
IC2 = IR1 - IB1 IR1 = IC2 + IB1
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O TRANSISTOR DE EFEITO DE CAMPO
O transistor de efeito de campo (FET field effect transistor) é um transistor unipolar, ou seja ele
funciona com apenas um tipo de carga (elétron ou lacuna). Sendo um transistor ele possui muitas
semelhanças com os bipolares que estudamos até agora. Os FETs se classificam em duas
classes: os JFETs e os MOSFETS.
O JFET (junction FET ou FET de junção) é construído a partir de um pedaço de semicondutor tipo
n ou p, sendo seu funcionamento igual, diferindo apenas como nos bipolares NPN e PNP, na
polarização. Embora existam JFETs de quatro terminais, na maioria das vezes eles tem três
terminais que são análogos aos dos transistores bipolares:
Como nos transistores bipolares os elétrons circulam do emissor para o coletor, no JFET eles vão
da fonte (S) para o dreno (D). A corrente convencional vai no sentido inverso.
Na fabricação do JFET canal n partimos de um bloco de semicondutor tipo n e adicionamos por
difusão duas áreas de material p. As extremidades do material n serão uma o dreno (D) e a outra
a fonte (S). As áreas de material p formarão a porta (G). Vide figura abaixo:
Ao aplicarmos uma tensão VDD entre dreno e fonte os elétrons podem fluir pelo material n, da
fonte para o dreno. Sendo a porta de material p, formam-se dois diodos p-n, um entre porta e
dreno e outro entre porta e fonte. Num bipolar nós polarizamos o diodo base-emissor diretamente
e o diodo base-coletor inversamente para funcionamento correto como transistor. No JFET nós
polarizamos reversamente os dois diodos. Isto cria em volta das junções de porta uma camada de
depleção, pela recombinação dos elétrons e das lacunas em torno das junções reversamente
polarizadas. Veja a figura abaixo onde é mostrada a polarização usual e a formação das camadas
de depleção em torno da porta. Estas camadas de depleção formam um estreitamento no material
n, dificultando a passagem dos elétrons da fonte (S) para o dreno (D). Quanto maior for a tensão
na porta (mais negativa em relação à fonte) maior será a zona de depleção, mais estreito fica o
canal e menos corrente circulará pelo JFET.
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A denominação efeito de campo é proveniente destes estreitamentos do canal, causados por
um campo elétrico neutro (camada de depleção) que controla a passagem de corrente. Num
transistor bipolar a corrente de base controla a corrente de coletor (IC = βIB). Num JFET a tensão
de porta (VGG) controla a corrente entre dreno e fonte.
Como a polarização é reversa no diodo porta-fonte, a corrente que circula é quase nula. Na
prática podemos considerar IG = 0. Mas se IG = 0, aplicando a lei de Ohm na entrada do JFET
temos:
GentGG .IRV = ou ∞=== 0
V
I
VR GG
G
GG
ent
Isto significa que o JFET tem uma impedância de entrada elevadíssima, da ordem de centenas
de Mega Ohms.
Por outro lado se IG = 0, por Kirchhoff temos que ID = IS. Para aplicações de baixa freqüência
podemos até inverter dreno e fonte que o JFET funciona igualmente. Para freqüências mais
elevadas as capacitâncias parasitas entre porta e dreno são menores que as entre porta e fonte.
O JFET será sempre polarizado com os dois diodos com tensão reversa. Logo podemos concluir
que a corrente de dreno máxima será quando VGS = 0, pois assim a zona de depleção será a
menor possível. O funcionamento do JFET com VGS = 0 (porta curto circuitada à terra) é mostrado
na figura abaixo.
Repare como esta curva se parece com a curva de coletor de um bipolar. Note que:
• A corrente de dreno (IDSS = I drain source shorted) sai de zero, quando VDS = 0 e sobe
rapidamente, de forma linear até que VDS = VP, então há uma estabilização de IDSS,
mesmo com o aumento de VGS, até atingirmos VDS = VDS(max), quando há uma ruptura com
IDSS disparando e o JFET sendo destruído;
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• O ponto VP (de pinchoff ou estrangulamento) é a tensão mínima para que IDSS fique
praticamente constante;
• IDSS é a corrente máxima que pode circular por um JFET.
O fabricante fornece o valor de IDSS, bem como o de VDS(max). Outro dado importante é o valor de
VP, que nem sempre é dado pelos fabricantes. Eles fornecem sempre VGS(off) que é a tensão de
porta que leva o JFET ao corte (ID = 0). A figura abaixo ilustra o ponto de VGS(off).
Veja que, como dissemos, se VGS = 0, temos ID máximo, que é de 8mA na figura acima. Se
aumentarmos a diferença de potencial entre porta e fonte (VGS), sempre com a polarização
reversa, ID vai diminuindo até que com VGS = -4V (porta a 4 V abaixo da fonte), temos ID = 0, ou
seja o JFET está cortado. Assim temos no nosso exemplo VGS(off) = -4V. Por características
construtivas sabemos que VP = |VGS(off)| ou então:
PGS(off) VV −=
A figura acima ilustra bem este aspecto. Note que VP é a tensão mínima para que IDS seja
aproximadamente constante quando VGS = 0.
A parte da curva da figura acima entre VDS = 0 e VDS = VP é bastante linear, o que equivale a reta
de saturação de um transistor bipolar. Esta região é chamada de região ôhmica do JFET pois a
relação entre V e I é linear. Isto equivale a um resistor com valor:
DSS
P
DS I
VR =
O valor de RDS é em torno de centenas de ohms.
Calculamos a corrente em um JFET pela curva de transcondutância, graficamente ou pela
equação dessa curva. A transcondutância é a relação entre ID versus VGS.
Todos os JFETs apresentam curvas de transcondutância iguais às da figura abaixo, variando
apenas os valores de IDSS e VGS(off). A equação matemática para esta curva é (Equação de
Shockley):
2
GS(off)
GS
DSSD V
V1.II 



−=
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O fabricante fornece IDSS e VGS(off), assim basta saber a tensão VGS do nosso circuito para
calcular ID.
Repare que esta curva é uma parábola, pois ID = K x IDSS , sendo K um fator quadrático:
2
GS(off)
GS
V
V1K 



−=
Por ser quadrático o fator que relaciona a corrente de dreno o JFET é chamado de dispositivo
quadrático, o que é bom paracertas aplicações principalmente em áudio onde muitas vezes
misturamos sinais.
Assim podemos representar o JFET como uma fonte de corrente cuja saída é K x IDSS,
dependendo da tensão VGS, isto para VDS acima de VP. Na região ôhmica (VDS<VP) o JFET se
comporta como um resistor RDS = VP / IDSS. Portanto para representar o circuito equivalente de
um JFET precisamos de dois modelos, mostrados abaixo:
Estes modelos são construídos tomando por base o comportamento ideal do JFET mostrado a
seguir onde temos ID = constante ou seja uma reta bem horizontal e também para VDS < VP todas
as curvas se sobrepondo.
Dependendo de como polarizamos o JFET ele pode se comportar como uma fonte de corrente
(região ativa) ou como um resistor (na saturação). Os modelos acima apresentam um resistor
entre porta(G) e fonte(S), RGS, que sabemos ser muito elevado, podendo simplesmente ser
desprezado.
Já vimos que o ponto VP define a separação entre as duas regiões de operação do JFET, assim
precisamos saber seu valor correto. A folha de dados do fabricante nos dá VP para VGS = 0. Para
VGS ≠ 0 calculamos:
VP’ = ID x RDS
A seqüência de cálculo é:
Calcular:
DSS
P
DS I
VR =
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Calcular:
2
GS(off)
GS
DSSD V
V1.II 



−=
Calcular VP’, que é VP proporcional à VGS que está sendo usado no circuito.
Polarização do FET
A Figura abaixo (a) mostra a polarização da porta. Uma tensão VGG fixa é aplicada na porta. Esta
é a pior forma de polarizar um amplificador JFET, porque o ponto Q varia em função de IDSS e
VGS(off). Como essas variáveis modificam-se com a temperatura e com a substituição do JFET, é
impossível obter um ponto Q estável com a polarização de porta.
A polarização por divisor de tensão é o método de polarização preferido para amplificadores
bipolares, porém não para JFETs. Embora alguns circuitos com JFET tenham sido projetados com
a polarização por divisor de tensão mostrada na Figura abaixo (b), ela não surgiu como o principal
tipo de polarização do JFET.
O próximo tipo de polarização do bipolar é a polarização de emissor com duas alimentações.
Quando as tensões de alimentação positiva e negativa estão disponíveis, a maioria dos projetistas
usará esse tipo de polarização do bipolar, porque ela apresenta no estágio final a maior saída sem
distorção. A forma análoga de polarização do JFET é a polarização com fonte simétrica, mostrada
na Figura abaixo (c). Embora ela tenha sido usada com êxito com JFETs, essa não é a
polarização que é usada na maioria das vezes com amplificadores JFET.
Finalmente, chegamos à autopolarização, mostrada na Figura abaixo (d). Esse tipo de polarização
não tem equivalente em circuitos bipolares. A autopolarização é a forma preferida de polarização
para um amplificador JFET. Você verá que esse tipo de polarização é mais usado do que qualquer
outro tipo de JFET. Por sua simplicidade, ela oferece um método elegante e efetivo para a
polarização de um amplificador JFET. Embora o ponto Q não seja sólido como uma rocha, ele é
estável o suficiente para a maioria das aplicações de amplificadores que usam JFET.
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Polarização Fixa
O resistor RG está presente para assegurar que Vi apareça na entrada do amplificador FET na
análise AC. Para a análise DC, temos:
IG ≅ 0 A e
VRG = IG RG = 0 . RG = 0 V.
A queda de zero volt através de RG permite substituir RG por um curto-circuito equivalente, para a
análise DC.
Como o terminal negativo da bateria está conectado na porta, pode-se concluir que a polaridade
de VGS é oposta à de VGG. Aplicando a lei das tensões de Kirchhoff na malha de entrada, no
sentido horário, resulta em:
–VGG –VGS = 0.
VGS = –VGG.
Uma vez que VGG é uma fonte de constante, a tensão VGS é fixa, daí a notação "configuração com
polarização fixa".
A corrente de dreno (ID) é dada pela equação de Shockley:
2
GS(off)
GS
DSSD V
V1.II 



−=
Uma vez que VGS é fixa para esta configuração, ela pode
ser substituída na equação de Shockley para se
determinar o valor de ID. Este é um dos poucos casos em
que a solução matemática pode ser empregada
diretamente.
Através da malha dreno-fonte, obtém-se VDS. Lembre que
IS = ID, onde resultará em:
Na figura ao lado temos o ponto de operação utilizado para projetos de polarização de FETs.
DDDDDS RIVV −=
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Autopolarização
A autopolarizacão elimina a necessidade de duas fontes DC. A tensão controladora de porta-fonte
é agora determinada pela tensão através do resistor RS colocado entre a fonte e o terra.
Para a análise DC, os capacitores podem ser substituídos por circuitos-abertos e o resistor RG
substituído por um curto-circuito equivalente, já que a condição é que IG = 0mA.
A corrente através de RS é a corrente de fonte IS, mas IS = ID e VRS = RS ID.
Para a malha porta-fonte, encontramos:
– VGS –VRS = 0
VGS = –VRS ou ainda VGS = –RSID
Observe neste caso que VGS é função da corrente de saída ID. Para se obter a corrente de dreno
ID podemos adotar o método matemático ou o método gráfico. Através do método matemático ID
poderá ser definido pela equação de Shockley.
2
GS(off)
GS
DSSD V
V1.II 



−=
Resolvendo o sistema da equação VGS = –RS ID com a equação de Shockley, determinamos o
ponto de operação (valores de IDQ e VGSQ).



−




−=
DSGS
2
GS(off)
GS
DSSD
IR=V
V
V1.II
Após a realização dos cálculos, deve e tomar o cuidado de assumir o valor correto de ID, pois este
deve estar entre zero e IDSS.
O método gráfico é determinado através da curva de transferência (transcondutáncia), uma vez
que VGS = –RS ID, adotando um determinado valor para ID, podemos traçar uma reta sobre a curva
de transferência, o ponto de encontro entre a reta e a curva de transferência será definido como o
ponto Quiescente, rebatendo este ao eixo de lDSS, obtem-se o valor de ID, porém este método deve
ser realizado cuidadosamente, pois existe uma grande chance de desenhar-se a curva de
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transferência de forma inadequada, ou mesmo não desenha-la dentro das devidas escalas, além
de nos induzir ao erro.
Verifique ainda que através da malha dreno-fonte, obtém-se VDS. Lembre que IS = ID, onde
resultará em:
)R(RIVV DSDDDDS +−=
Além disso:
VS = RS . ID e VG = 0 V.
VD = VDD – RD . ID
Polarização por Divisor de Tensão
A polarização por divisor de tensão aplicada aos amplificadores com TBJ também é aplicada aos
amplificadores com FET. A configuração básica é exatamente a mesma, mas a análise DC é
consideravelmente diferente. IG = 0 A para os amplificadores com FET, mas, para os
amplificadores que utilizam TBJ, o valor de IB pode afetar os níveis de corrente e tensão nos
circuitos de entrada e saída. Lembre-se de que IB é o elo de ligação entre os circuitos de entrada e
saída na configuração com divisor de tensão para o TBJ, enquanto VGS faz o mesmo para a
configuração com FET.
Uma vez que IG = 0 A, a lei das correntes de Kirchhoff permite afirmar que IR1 = IR2 e o circuito
equivalente-série que aparece à esquerda da figura pode ser utilizado para se determinar o valor
de VG. A tensão VG, igual à tensão através de R2, pode ser determinada com o auxílio da regra do
divisor de tensão:
RR
VRV
21
DD2
G +
=
Aplicando a lei das tensões de Kirchhoff no sentido horário na malha de entrada (malha de VGS),
resulta em:
VG – VGS – VRS = 0 ⇒
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VGS = VG – VRS
Substituindo VRS = ISRS = IDRS, temos:
VGS = VG – IDRS
Resolvendo o sistema desta equação com a equação de Shockley, determinamos o ponto de
operação (valores de IDQ e VGSQ).



−



−=
SDGGS
2
GS(off)
GS
DSSD
RIV=V
V
V1.II
Após a realização dos cálculos, deve e tomar o cuidado de assumir o valor correto de ID, pois este
deve estar entre zero e IDSS.
Uma vez determinados os valores de IDQ e VGSQ, a análise restante pode ser feita da maneira
usual. Ou seja,
VDS = VDD – ID (RD + RS)
VD = VDD – IDRD
VS = IDRS
Polarização de Fonte
A Figura abaixo mostra a polarização de fonte (similar à polarização de emissor com duas
alimentações). A ideia é sobrepujar as variações em VGS. O valor de ID é dado por:
R
VVI
S
GSSS
D
−
=
Para a polarização de fonte funcionar bem, VSS tem de ser muito maior do
que VGS. Entretanto, uma faixa de variação típica para VGS é de -1 a -5 V,
logo você pode ver que uma realimentação perfeita não é possível com as
tensões de alimentação típicas. Novamente, a estabilidade máxima na
polarização requer um VSS tão grande quanto possível e um VGS também
tão pequeno quanto possível.
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Polarização por Fonte de Corrente
Quando alimentações positiva e negativa estão disponíveis, você pode usar a polarização por
fonte de corrente, mostrada na Figura abaixo (a). Como o transistor bipolar é polarizado pelo
emissor, sua corrente de coletor é dada por:
R
VVI
E
BEEE
C
−
=
Como o trarisistor bipolar funciona como uma fonte de corrente CC, ele força a corrente do dreno
do JFET a ser igual à corrente do coletor do bipolar:
ID = IC
A Figura (b) ilustra como é eficiente a polarização por fonte de corrente. Como Ic é constante, os
dois pontos Q têm o mesmo valor da corrente do dreno. A fonte de corrente elimina efetivamente
a influência de VGS. Embora VGS seja diferente para cada ponto Q, ele não mais influencia o valor
da corrente de dreno. Essa é a estabilidade definitiva na polarização para um JFET.
Análise AC para FET
A Transcondutância
Para analisar amplificadores JFET, precisamos discutir uma grandeza CA chamada
transcondutância, designada por gm. Algebricamente, a transcondutãncia é dada por:
V
Ig
GS
D
m ∆
∆
=
Como as mudanças em ID e VGS equivalentes para a corrente e a tensão CA, a Equação acima
pode ser escrita como:
v
g
gs
d
m
i
=
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Se os valores de pico a pico são id = 0,2 mA e vgs = 0,1 V, então:
o2.000μ)mho2(10
0,1V
0,2mAg 3-m mh===
A unidade "mho" é a razão entre a corrente e a tensão. O equivalente formal para o mho é o
Siemens (S). A maioria das folhas de dados continua a usar o mho em vez do siemens. Elas
também usam o símbolo gfs para gm.
Modelo Ideal CA para JFET
A Figura abaixo esclarece o significado de gm em relação à curva de transcondutância. Entre os
pontos A e B, uma mudança em VGS produz uma mudança em ID. A razão da mudança em ID para
a mudança em VGS é igual ao valor de gm entre A e B. Se selecionamos um outro par de pontos
mais para cima na curva em C e D, obtemos mais de uma mudança em ID para uma dada
mudança em VGS. Portanto, gm tem um valor maior mais para cima na curva. O maior valor de gm é
para a maior tensão efetiva de porta que controla a corrente de dreno.
A Figura abaixo mostra um circuito equivalente ca simples para um JFET. Há uma resistência RGS
muito alta entre a porta e a fonte. Esse valor está bem na faixa das dezenas ou centenas de
megohms. O dreno do JFET funciona como uma fonte de corrente com um valor de gm.vgs. Se
soubermos os valores de gm e de vgs poderemos calcular a corrente ca de dreno. Esse modelo é
uma primeira aproximação porque ele não inclui a resistência interna da fonte de corrente, a
capacitância do JFET e assim por diante. Em baixas frequências, podemos usar esse modelo CA
simples na análise de defeitos e análises preliminares.
(a) Transcondutância; (b) circuito equivalente; (c) variação da transcondutância.
A Transcondutância e a Tensão de Corte Porta-Fonte
Aqui está uma fórmula útil:
m0
DSS
GS(off) g
2IV −=
Ela é útil porque VGS(off) é difícil de ser medida com precisão. Porém, IDSS e gm0 são fáceis de
serem medidos com grande precisão. Portanto, a aproximação padrão é medir IDSS e gm0, e então
calcular VGS(off). Isso é feito na folha de dados.
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Quando VGS = 0, gm tem o seu valor máximo. Esse valor máximo é designado como de gm0, ou gfs0
na folha de dados. Quando VGS é negativa, gm diminui de valor. Aqui está a equação de gm para
qualquer valor de VGS:




−=
GS(off)
GS
m0m V
V1gg
Observe que gm diminui linearmente quando VGS se torna mais negativa, como mostrado na Figura
acima (c). Essa propriedade é útil em controle automático de ganho.
AMPLIFICADORES JFET
A Figura abaixo (a) mostra um amplificador fonte-comum (CS - commom-source). Ele é similar a
um amplificador EC. Portanto, muitas das ideias que você aprendeu antes sobre transistores
bipolares se aplicam aqui. Por exemplo, os capacitores de acoplamento e de derivação funcionam
como curtos para CA. Por isso, a tensão CA de entrada é acoplada diretamente à porta. Como a
fonte está no terra para CA por meio do capacitor de derivação, toda tensão CA de entrada
aparece entre a porta e a fonte. Isto produz uma corrente CA de dreno. Como a corrente CA flui
através do resistor do dreno, obtemos um amplificador com tensão CA invertida na saída. Esse
sinal de saída é então acoplado ao resistor de carga.
A Figura abaixo (b) mostra o circuito equivalente CA. Aqui, a resistência da porta está em paralelo
com a resistência porta-fonte do JFET. Como a tensão CA de entrada aparece através dos
terminais porta-fonte, a fonte de corrente tem um valor de gmvent. Essa corrente CA de dreno
circula através da resistência CA de dreno, que são as resistências RD e RL em paralelo.
(a) Amplificador fonte-comum; (b) circuito equivalente.
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Ganho de Tensão
Na Figura acima (a), a resistência CA de dreno é:
rd = RD || RL
Quando a corrente de saída gmvent flui através de rd, ela produz uma tensão de saída de
vsaída = gm vent rd
Divida ambos os lados por vent e obtenha:
drm
ent
saída g
v
v
=
Lembre-se de que o ganho de tensão é definido como a tensão de saída dividida pela tensão de
entrada. Portanto, a equação anterior pode ser escrita como
A = gm rd
Ela diz que o ganho de tensão de um amplificador fonte-comum é igual à transcondutância vezes
a resistência CA do dreno.
Atalhos do Transistor Bipolar para o JFET
Lembre-se de que a gm de um transistor bipolar é dada por:
e
m
r'
1g =
Há uma conexão entre o ganho de tensão de um JFET e de um transistor bipolar. Essa conexão
permite-nos usar um atalho para derivação e recordação das fórmulas do JFET. Como os
transistores bipolares e os JFETs têm circuitos equivalentes similares, toda as fórmulas para
ganho de tensão são análogas umas às outras. Isso significa que podemos reescrever qualquer
fórmula de bipolar para um circuito JFET comparável mudando os subíndices e substituindo r'e por
1/gm. Por exemplo, o amplificador bipolar EC tem um ganho de tensão de:
e
c
r'
rA −=
Um amplificador JFET CS tem o mesmo projeto de configuração. Portanto, podemos substituir rc
por rd e r'e por 1/gm para obter:
dmrg−=−=
m
d
1/g
rA
Um amplificador JFET linearizado como o da Figura abaixo (a) tem parte da resistência de fonte
sem o capacitor de derivação. Isso é similar ao amplificador bipolar linearizado cujo ganho de
tensão é:
ee
c
r'r
rA
+
−=
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Se você se lembra dessa fórmula para o transistor bipolar, pode obter facilmente a fórmula
equivalente para JFET. Substitua rc por rd, re por rs, e r'e por 1/gm para obter:
ms
d
1/gr
rA
+
−=
Como um exemplo final, o seguidorde fonte da Figura (b) é similar a um seguidor de emissor cujo
ganho de tensão é:
er'r
rA
e
e
+
=
Quando você substitui re por rs e r' por 1 lgm obtém o ganho de tensão de um seguidor de fonte;
ms
s
1/gr
rA
+
=
É importante lembrar-se da última equação, porque o seguidor de fonte é um dos circuitos JFET
mais largamente usados. Semelhante ao seguidor de emissor, o seu ganho de tensão é menor do
que 1. Mas ele tem a maior vantagem, que é a altíssima impedância de entrada. Você verá o
seguidor de fonte usado em todos os tipos de aplicações.
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MOSFET
O FET de óxido de semicondutor e metal, MOSFET, tem uma fonte, uma porta e um dreno. A
diferença básica para o JFET é porta isolada eletricamente do canal. Por isso, a corrente de porta
é extremamente pequena, para qualquer tensão positiva ou negativa.
MOSFET DE MODO DEPLEÇÃO
A Figura abaixo mostra um MOSFET de modo depleção canal n e o seu símbolo. O substrato em
geral é conectado a fonte (pelo fabricante), Em algumas aplicações usa-se o substrato para
controlar também a corrente de dreno. Neste caso o encapsulamento tem quatro terminais.
Os elétrons livres podem fluir da fonte para o dreno através do material n. A região p é chamada
de substrato, e ela cria um estreitamento para a passagem dos elétrons livres da fonte ao dreno.
A fina camada de dióxido de silício (SiO2), que é um isolante, impede a passagem de corrente da
porta para o material n.
A Figura ao lado mostra o MOSFET de modo depleção
com uma tensão de porta negativa. A tensão VDD força os
elétrons livres a fluir através do material n. Como no JFET
a tensão de porta controla a largura do canal. Quanto
mais negativa a tensão, menor a corrente de dreno. Até
um momento que a camada de depleção fecha o canal e
impede fluxo dos elétrons livres. Com VGS negativo o
funcionamento é similar ao JFET.
Como a porta está isolada eletricamente do canal, pode-se aplicar uma tensão positiva na porta
(inversão de polaridade bateria VGG do circuito da Figura acima). A tensão positiva na porta
aumenta o número de elétrons livres que fluem através do canal. Quanto maior a tensão, maior a
corrente de dreno. Isto é que a diferencia de um JFET.
Características de dreno e
transferência para um
MOSFET tipo depleção de
canal n.
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MOSFET DE MODO CRESCIMENTO OU INTENSIFICAÇÃO
O MOSFET de modo crescimento ou intensificação é uma evolução do MOSFET de modo
depleção e de uso generalizado na indústria eletrônica em especial nos circuitos digitais.
A Figura acima mostra um MOSFET de canal n do tipo crescimento e o seu símbolo. O substrato
estende-se por todo caminho até o dióxido de silício. Não existe mais um canal n ligando a fonte e
o dreno.
Quando a tensão da porta é zero, a alimentação VDD força a ida dos elétrons livres da fonte para
o dreno, mas substrato p tem apenas uns poucos elétrons livres produzidos termicamente. Assim,
quando a tensão da porta é zero, o MOSFET fica no estado desligado (off). Isto é totalmente
diferente dos dispositivos JFET e MOSFET de modo depleção.
Quando a porta é positiva, ela atrai elétrons livres na região p. Os elétrons livres recombinam-se
com as lacunas na região próxima ao dióxido de silício. Quando a tensão é suficientemente
positiva, todas as lacunas encostadas a dióxido de silício são preenchidas e elétrons livres
começam a fluir da fonte para o dreno. O efeito é o mesmo que a criação de uma fina camada de
material tipo n próximo ao dióxido de silício. Essa camada é chamada de camada de inversão tipo
n. Quando ela existe o dispositivo, normalmente aberto, de repente conduz e os elétrons livres
fluem facilmente da fonte para o dreno.
O VGS mínimo que cria a camada de inversão tipo n é chamado tensão de limiar, simbolizado por
VGS(th). Quando VGS é menor que VGS(th), a corrente de dreno é zero. Mas quando VGS é maior
VGS(th), uma camada de inversão tipo n conecta a fonte ao dreno e a corrente de dreno é alta.
VGS(th) pode variar de menos de 1V até mais de 5V dependendo do MOSFET.
A Figura abaixo mostra as curvas ID x VDS e ID x VGS do MOSFET de modo intensificação e reta de
carga típica. No gráfico ID x VDS, a curva mais baixa é para VGS(th). Quando VGS maior que VGS(th), a
corrente de dreno é controlada pela tensão da porta. Neste estágio o MOSFET pode trabalhar
tanto quanto um resistor (região ôhmica) quanto uma fonte de corrente. A curva ID x VGS, é a
curva de transcondutância e é uma curva quadrática. O início da parábola está em VGS(th). Ela é
dada por:
2
GS(th)GSD )Vk(VI −=
onde k é uma constante que depende do MOSFET em particular.
As folhas de especificações fornecem normalmente a tensão de limiar (VGS(th)) e um valor de
corrente de dreno (ID(on)) para um nível de VGS(on). Desta forma, dois pontos são definidos de
imediato. Para completar a curva, a constante k da Equação acima deve ser determinada a partir
dos dados das folhas de especificações, substituindo estes na Equação acima e resolvendo para
k:
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2
GS(th)GSD )Vk(VI −=
2
GS(th)GS(on)D(on) )Vk(VI −=
( )2GS(th)GS(on)
D(on)
VV
I
k
−
=
Uma vez definido k, outros níveis de ID podem ser determinados a partir de valores de VGS.
TENSÃO PORTA-FONTE MÁXIMA
Os MOSFET têm uma fina camada de dióxido de silício, um isolante que impede a circulação de
corrente de porta tanto para tensões positivas como negativas. Essa camada isolante é mantida
tão fina quanto possível para dar a porta um melhor controle sobre a corrente de dreno. Como a
camada é muito fina, é fácil destruí-la com uma tensão porta fonte excessiva. Além da aplicação
direta de tensão excessiva entre a porta fonte, pode-se destruir a camada isolante devido a
transientes de tensão causados por retirada/colocação do componente com o sistema ligado. O
simples ato de tocar um MOSFET pode depositar cargas estáticas suficiente que exceda a
especificação de VGS máximo. Alguns MOSFET são protegidos por diodos zener internos em
paralelo com a porta e a fonte. Mas eles tem como inconveniente, diminuir a impedância de
entrada.
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AMPLIFICADORES DISCRETOS E INTEGRADOS
Um circuito discreto (que significa separado ou distinto), é composto por componentes
separados. Por exemplo, um amplificador discreto tem resistores, transistores, capacitores etc.
Estes, normalmente são soldados na placa de circuito impresso e interligados por meio de trilhas
ou fios de material condutor, normalmente o cobre. Se este mesmo amplificador for construído em
um circuito integrado, os componentes do circuito serão construídos em uma única pastilha de
silício através do processo de dopagem e interligados em sua estrutura atómica por meio de
finíssimos fios condutores. Depois de pronto, a pastilha é encapsulada e conectada ao meio
exterior por meio de pinos metálicos.
Um dos problemas encontrados na construção de CIs é que não se pode construir
capacitores de grandes valores em pastilhas de silício. Os mesmos já foram até fabricados em
pastilha, mas sempre menores que 50pF. Devido a esta limitação, os amplificadores montados em
CIs tem quase sempre acoplamento direto, que, como nós já estudamos, não utiliza capacitores
no acoplamento entre os estágios.
Amplificadores com acoplamento direto tem uma característica interessante, que é
amplificar, além de tensões alternadas, tensões contínuas. Por isso são normalmente chamados
de amplificadores CC. Amplificadores com acoplamento por capacitor não amplificam tensão
contínua.
AMPLIFICADOR DIFERENCIAL
O amplificador diferencial é um dos melhores estágios de acoplamento direto disponíveis
para o projetista de Cl. É um tipo de amplificador que é muitíssimo usado na etapa de entrada dos
amplificadores operacionais. Veja abaixoo diagrama em blocos de um amplificador operacional.
O amplificador diferencial apresenta duas entradas V1 e V2. Quando
V1 > V2, teremos a polaridade apresentada na saída, se V1 = V2 o sinal na
saída será zero. O que o amplificador diferencial faz na verdade é amplificar a
diferença entre as tensões presentes nas duas entradas.
A Figura abaixo mostra a forma modificada de um amplificador
diferencial que é usada em CIs amps op.
Quando Eñinv aumenta, a corrente de
emissor do transistor T1 aumenta. Isto eleva a
tensão na extremidade superior de Re, que equivale à diminuição
do VBE do transistor T2. Um VBE menor de T2 significa uma menor
corrente de coletor nesse transistor, o que aumenta a tensão de saída.
Logo esta entrada é chamada de entrada não inversora, a tensão de
saída está em fase com Eñinv.
Quando Einv aumenta, a corrente de coletor de T2 aumenta, o
que significa que a tensão de saída diminuirá. Por isso, a entrada de
tensão Einv é chamada de entrada inversora. A tensão de saída está
180° defasada em relação a esta entrada.
IT é chamada de corrente de cauda, que é a corrente no resistor Re. Quando os
transistores forem idênticos, a corrente de cauda se divide igualmente entre os transistores, isto
significa que le1 = le2.
CORRENTE DE COMPENSAÇÃO DE ENTRADA (CORRENTE DE OFFSET)
É a diferença entre as correntes de base dos dois transistores. Esta corrente indica o
quanto os transistores estão casados. Se os transistores forem idênticos, a corrente de
compensação de entrada(lln(off)) será zero.
Iin(off) = IB1 - IB2
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A corrente de compensação de entrada pode fazer com que uma tensão indesejável
apareça na saída do amplificador diferencial, dependendo dos valores dos resistores de base de
cada transistor.
CORRENTE DE POLARIZAÇÃO DE ENTRADA
É a média entre as duas correntes de base: Iin(bias) = (IB1 + IB2) / 2
TENSÃO DE COMPENSAÇÃO(OFFSET) DE ENTRADA
Com as duas bases aterradas e se os transistores forem idênticos, o amplificador
diferencial que nós estamos analisando terá uma tensão entre coletor e terra dada pela fórmula
abaixo:
Vc = Vcc - lc Rc
Este é o valor quiescente da tensão no coletor de T2. Qualquer desvio deste valor de
tensão quiescente é chamado de tensão de compensação de saída. Se os transistores não forem
idênticos, as correntes de emissor serão diferentes e haverá uma tensão de compensação de
saída. Para eliminar a tensão de compensação de saída, temos que aplicar uma tensão em uma
das entradas do amplificador diferencial, que é chamada de tensão de compensação de entrada.
Por exemplo, se a folha de dado de um amplificador operacional informar que ele tem uma tensão
de compensação de entrada de ± 10mV, então será preciso aplicar uma tensão de ± 10mV em
uma das entradas para zerar a tensão de compensação de saída.
Em geral, quanto menor a tensão de compensação de entrada, melhor o amplificador
diferenciai porque os transistores estão mais bem casados. Aqui está um dos grandes motivos
pelo qual o amplificador diferencial é amplamente usado como estágio de entrada nos
amplificadores operacionais. Em uma pastilha de silício, é bem mais fácil de se construir
transistores bem casados. Se um amplificador diferencial for projetado com transistores discretos,
isto seria praticamente impossível.
ANÁLISE CA DE UM AMPLIFICADOR DIFERENCIAL
Em um amplificador diferencial, um sinal é qualquer variação a partir de um valor
quiescente. Pois um amplificador diferencial pode amplificar sinais cc ou ca. A Figura abaixo
mostra o circuito equivalente ca de um amplificador diferencial.
'
e
in
e r2
vi = ec ii ≅
c'
e
in
ccout Rr2
vRiv ==
Ganho de tensão: '
e
c
in
out
r2
RA
v
vA =→=
Impedância de Entrada:
b
in
in i
vZ = (impedância de entrada)
'
e
b
in
b'
e
in
e r2i
vi
r2
vi β≅→β≅= Logo: 'ein r2Z β=
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MODO COMUM
Operação em modo comum é quando aplicamos o mesmo sinal em ambas entradas,
podendo ser também sinais de mesmo potencial e defasagem 0o entre si. Geralmente, a maioria
dos sinais de interferência são aplicados em modo comum.
Idealmente não haverá tensão ca na saída em um sinal de entrada em modo comum,
pois a tensão entre as bases é zero.
As entradas do amplificador diferencial podem funcionar como pequenas antenas. Por
esse motivo o amplificador pode receber em suas entradas pequenas interferências. Uma grande
razão da popularidade do amplificador diferencial é a sua característica de atenuar estes sinais
(interferências). Admitindo transistores idênticos, as tensões iguais na base produzem correntes
iguais de emissor. Como as duas correntes de emissor são iguais, não há corrente através do fio
que interliga os emissores.
Ganho de Tensão em Modo Comum:
e
c
'
ee
c
'
eee
cc
)MC(in
out
MC R2
R
rR2
R
)rR2(i
Ri
v
vA =
+
=
+
==
RAZÃO DE REJEIÇÃO EM MODO COMUM (RRMC)
Para se medir a qualidade de um amplificador usa-se a relação abaixo, onde quanto maior o valor
de RRMC, maior será a qualidade do amplificador:
Onde: A → ganho de tensão diferencial
Amc → ganho de tensão em modo comum
Se o amplificador diferencial fosse perfeito, RRMC seria infinito porque Amc seria zero.
As folhas de dados muitas vezes especificam RRMC em decibéis, utilizando a seguinte fórmula
para a conversão em decibel:
RRMC' = 20 log RRMC (dB)
FONTE CC
Para se melhorar o funcionamento do amplificador diferencial é
preciso aumentar o valor de RC, para aumentar o ganho diferencial, e
aumentar RE, para diminuir o ganho em modo comum. Mas aumentando o
valor de Rc e RE haverá uma modificação na polarização do transistor,
conseqüentemente afetará o funcionamento do amplificador.
Para melhorar o funcionamento e ao mesmo tempo não afetar o
desempenho substituem-se os resistores por fontes de corrente.
Para se obter uma fonte de corrente física usa-se o circuito
espelho de corrente da figura ao lado. Se os dois transistores T1 e T2 forem
idêntico, então teremos: I0 = Iref.
mcA
ARRMC =
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As fontes de corrente físicas possuem alta resistência interna. Nos exemplos abaixo de
amplificadores diferenciais, a corrente le é obtida usando a expressão:
X
BEeecc
e R
VVVI −+=
AMPLIFICADOR OPERACIONAL
É um circuito integrado que tem a função de realizar operações matemáticas tais como:
soma, subtração, integração, etc.
Amplificador Operacional Ideal: O AmpOp ideal constitui um modelo simplificado de um
amplo conjunto de amplificadores de tensão atualmente existentes no mercado. Caracteriza-se
pelas seguintes propriedades:
■ Impedância de entrada infinita.
■ Impedância de saída nula.
■ Ganho de tensão infinito.
■ Ausência de qualquer limitação em freqüência e em amplitude.
■ Largura de banda infinita.
■ Tensão de offset de entrada nula.
■ Deriva térmica nula.
■ Taxa de limitação de inclinação (slew rate) infinita. - A taxa de limitação de
inclinação fornece um parâmetro especificando a máxima taxa de mudança de tensão de saída
quando é aplicado um grande sinal de entrada em forma de degrau. Se alguém tentar acionar a
saída numa taxa de variação de tensão maior que a taxa de limitação de inclinação, a saída não
será capaz de variar suficientemente rápido, e não variará sobre a faixa completa esperada,
resultando num sinal cortado ou distorcido.
A principal consequência do conjunto de propriedades é, na prática, a possibilidade de
estabelecer um curto-circuito virtual entre os dois terminais de entrada do AmpOp. Com efeito, a
existência de uma tensão finita na saída só é compatível com um ganho infinito desde que a
diferença de potencial entre os dois terminais de entrada seja nula. A natureza virtual deste curto-
circuito deve-se à coexistênciade uma igualdade entre tensões sem ligação física entre terminais.
Na prática os AmpOp não são ideais mas sim reais, o que implica que aquelas
características são aproximadas. No entanto, considerar os AmpOp ideais simplifica o estudo das
suas aplicações e é o que vamos fazer.
Como em condições normais o ganho dos amplificadores operacionais é muito elevado,
na amplificação pode ocorrer distorções prejudiciais à finalidade do projeto. Nestas condições,
com a finalidade de se controlar o ganho do amplificador e também de reduzir a distorção, é
utilizado um circuito externo de realimentação negativa. As mesmas técnicas utilizadas na
realimentação de circuitos com transistores podem ser usadas com os AmpOp de modo a reduzir
o ganho global a valores aceitáveis, permitindo a sua fixação para valores bem precisos e fazer o
ganho do circuito independente do ganho em malha aberta do amplificador operacional.
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Amplificador Inversor
Amplificador Somador
n
n
2
2
1
1
R
v...
R
v
R
vi +++=
)V
R
'R...V
R
'RV
R
'R(i'Rvo n
n
2
2
1
1
+++−=−=
Se R1 = R2 = ... = Rn = R. Então:
)V...VV(
R
'Rvo n21 +++−=
Amplificador Diferenciador
dt
dvCi ic = R
vi o−=
Como i = ic, temos: (*)R
v
dt
dvC oi −=
Podemos isolar o valor de v0 da expressão (*), e ficamos com:
dt
dvRCv io −= . O que indica que o sinal de saída é proporcional
à derivada do sinal de entrada.
■ Na prática o circuito acima é sensível a ruído, tendendo a saturar. A solução é limitar o
ganho em altas freqüências colocando em série com C uma resistência Rs. O circuito só se
comportará como diferenciador se f << fc, pois nessas condições a reatância de C será muito
maior do que Rs e na prática é como se não existisse Rs.
Na freqüência de corte a reatância de C fica igual a Rs , isto é, Xc = Rs → CR2
1f
S
c
pi
=
Amplificador Integrador
dt
dvCi oc = R
vi i=
Como i = ic, temos:
∫−=⇒−=⇒−= t
0
tio
i
o
t
oi dv
RC
1vdt
R
vdv
d
dvC
R
v
O que indica que o sinal de saída é proporcional à integral do sinal de entrada.
1
2
1
2
i
o
R
RA
iR
iR
v
vA −=→−==
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■ O circuito acima necessita de uma ligeira modificação para torná-lo prático. Em virtude
de o capacitor ser um circuito aberto para sinais cc, não há realimentação negativa na freqüência
zero. Sem a realimentação negativa, o circuito considera qualquer tensão de compensação de
entrada como uma tensão de entrada válida. O resultado é que o capacitor se carrega e a tensão
de saída entra na saturação positiva ou negativa, na qual permanece indefinidamente.
Uma forma de reduzir o efeito da tensão de compensação de entrada é diminuir o ganho
de tensão na freqüência zero inserindo um resistor em paralelo com o capacitor. Esse resistor
deve ser pelo menos 10 vezes maior do que o resistor de entrada. Se a resistência acrescentada
for de 10R, o ganho de tensão de malha fechada será 10 e a tensão de compensação de saída
será reduzida para um nível aceitável. Quando houver um sinal válido na entrada, o resistor
adicional quase não tem efeito na carga do capacitor.
Buffer ou Seguidor de Tensão
O buffer ou seguidor de tensão é caracterizado por ter ganho
de tensão igual a 1, altíssima resistência de entrada e baixíssima
resistência de saída.
A principal aplicação de um circuito buffer é isolar um
circuito que tem alta resistência de saída de uma carga de baixo
valor.
Amplificador Não Inversor
1
21
i
o
21
1o
i R
RR
v
v
RR
Rvv +=→
+
=
1
2
i
o
R
R1
v
vA +==
Regulador Série com Amplificador Operacional
2
21
Zo
21
2
oZ R
RRvv
RR
Rvv +=→
+
=
Z
2
1
o v)R
R1(v +=
Retificador Ativo
Quando o sinal da entrada não
inversora se torna positivo, a saída se torna
positiva e liga o diodo. O circuito se
comporta como um seguidor de tensão
(buffer) e o semiciclo positivo aparece
através do resistor de carga. Quando a
entrada fica negativa, a saída do AmpOp
torna-se negativa e desliga o diodo. Com o
diodo aberto, não aparecerá nenhuma
tensão através do resistor de carga, e a
saída final é quase um sinal de meia onda
perfeito.
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Detector de Pico Ativo
Utilizado para detectar o pico de sinais
pequenos.
O circuito de reativação serve para
descarregar o capacitor, preparado o circuito para
um outro sinal de entrada com valor de pico
diferente.
Comparadores
Aplicações Não Lineares
Na curva característica do AmpOp em malha aberta pude-se verificar que a saída varia
linearmente com a entrada se esta se mantiver no intervalo entre -0,1 mV e 0,1 mV. Fora deste
intervalo o AO satura. Na prática se a tensão de entrada, em módulo, for muito maior do que
0,1 mV a curva característica de transferência se aproxima da ideal.
Comparador de Zero Não Inversor
O circuito da Figura abaixo muitas vezes é chamado de comparador de zero ou
detector de zero não inversor porque quando a tensão de entrada passar por zero a saída
muda de +VSat para -VSat ou vice -versa.
Comparador de Zero Inversor
É semelhante ao não inversor, porém o sinal é aplicado na entrada inversora.
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Comparador de Zero Inversor com Histerese (Disparador Schimitt)
Por causa do alto ganho os circuitos comparadores anteriores são sensíveis a ruídos.
Quando a entrada está passando por zero, se aparecer um ruído na entrada a saída oscilará
entre +Vsat e -Vsat até que o sinal supere o ruído. O circuito ligado na saída entenderá que o
sinal na entrada do comparador passou varias vezes por zero, quando na realidade foi o ruído
que provocou as mudanças na saída. Para evitar isso deve ser colocada uma imunidade
contra ruído chamada de histerese, que em termos de característica de transferência resulta
no gráfico da Figura abaixo:
Observe no circuito da Figura acima que a realimentação é positiva (se as entradas
fossem invertidas o circuito seria um amplificador não inversor). A realimentação positiva faz
com que a mudança de +VSat para -VSat ou vice versa seja mais rápida (só é limitada pelo "slew
rate" do AmpOp). Os valores das tensões que provocam a mudança da saída são calculados
por:
21
sat1
1 RR
VRV
+
+= e
21
sat1
2 RR
VRV
+
−= , a Histerese = V1 - V2
Comparador de Nível Inversor
Num comparador de nível a tensão de entrada é comparada com uma tensão de
referencia (VR), ao invés do terra.
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Saída de Potência
A máxima corrente de saída de um AmpOp é aproximadamente 20mA. Quando a carga
solicitar uma corrente maior, é necessário colocar entre a carga e o AmpOp um reforçador de
corrente que é em geral um transistor na configuração coletor comum. A Figura abaixo da
esquerda é um circuito não-inversor com saída de potência, mas a corrente na carga só circula
num sentido. O circuito da Figura abaixo da direita permite que a entrada seja alternada (no
semiciclo positivo conduz Q1 e no semiciclo negativo conduz Q2).
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Filtros Ativos
Um filtro pode ser construído, utilizando-se componentes passivos: resistores,
capacitores e indutores. Em baixas freqüências, os indutores se apresentam volumosos e caros.
Utilizando-se AmpOp, é possível construir um filtro RC ativo. Um filtro ativo possui um
amplificador para produzir amplificação de tensão e bufferização ou isolamento do sinal. Há
várias configurações de projeto de filtros ativos, conhecidos como Butterworth - máximo plano,
Bessel - resposta transiente ótima, Chebischev - boa rejeição de sinal fora da banda passante e
outros.
Discutiremos o mais popular dos filtros ativo, conhecido