O Transistor IGBT aplicado em eletronica de potencia

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O Interruptor IGBT 
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1 
 
 
 
 
 
 
O TRANSISTOR IGBT 
APLICADO EM 
ELETRÔNICA DE POTÊNCIA 
 
 
 
 
 
 
 
 
 René P. Torrico Bascopé 
 Arnaldo José Perin 
 
 
 
 
AGRADECIMENTOS 
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INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
O Interruptor IGBT 
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2 
 
Os autores agradecem de maneira especial ao: 
Professor Carlos Alberto Canesin pelas valiosas sugestões e 
contribuições técnicas que foram importantes para a confecção deste livro. 
Professor Henrique Braga Carvalho pelas valiosas sugestões e 
revisão do manuscrito original. 
Engenheiro Cássio Guimaraes Lopes pela revisão do manuscrito 
original, colaboração no desenvolvimento de circuitos experimetais e 
editoração eletrônica dos manuscritos. 
Engenheiro Domingo A. Ruiz Caballero pelas valiosas sugestões e 
contrubuições técnicas necessárias para o enriquecimento do livro. 
Agradecimento profundo a todas as pessoas que trabalham no 
Instituto de Eletrônica de Potência - INEP, principalmente, aos 
professores Ivo Barbi, Denizar Cruz Martins, Enio Valmor Kassic, 
João Carlos Fagundes e, aos técnicos Pacheco e Coelho. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
PREFÁCIO 
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INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
O Interruptor IGBT 
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3 
Os dispositivos IGBTs de potência tem alcançado uma grande 
aplicação na área de eletrônica de potência como interruptor. Por esta 
razão e pela importância foi necessário estudar para permitir uma correta 
polarização em sua aplicação. Com uma correta polarização consegue-se 
reduzir os perigos de sua destruição por sobretensões e sobrecorrentes, 
assim como também, são reduzidas as perdas de comutação e condução 
melhorando o desempenho do conversor. Também foram explicadas as 
vantagens e desvantagens das tecnologias existentes atualmente no 
mercado para sua aplicação. 
Os transistores de alta freqüência MOSFETs e IGBTs são 
grandemente utilizados como interruptores de potência no 
desenvolvimento de conversores estáticos para o controle de fluxo de 
energia. Os conversores principalmente são aplicados em: acionamento de 
motores elétricos industriais; fontes de alimentação para equipamentos de 
computação, hospitalares, telecomunicações, etc. 
Os tópicos apresentados no livro são: física e principio de operação, 
definição de parâmetros, modelos de perdas é cálculo térmico, estudo de 
tecnologias, estudo de paralelismo, análise de proteção para evitar seu 
destruição e circuitos de comando para seu acionamento. 
O livro pode ser utilizado por engenheiros da indústria e estudantes 
de pós-graduação, para o projeto e manutenção de conversores estáticos. 
Também, pode ser utilizado como texto de complementação das 
disciplinas de eletrônica de potência dos cursos de graduação e pós-
graduação em engenharia elétrica. 
Com o livro procura-se fornecer uma ampla visão da operação do 
IGBT para seu bom desempenho em seu aplicação. 
Esperamos que este livro venha realmente a contribuir à área de 
eletrônica de potência deste país. 
 
Os Autores 
 
 
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INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
O Interruptor IGBT 
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SUMÁRIO 
 
1 - INTRODUÇÃO ..................................................................................................... 3 
2 - ESTRUTURA BÁSICA ........................................................................................ 4 
2.1 - SÍMBOLO DO DISPOSITIVO ................................................................ 6 
3 - ANÁLISE DE OPERAÇÃO................................................................................. 7 
3.1 - CAPACIDADE DE BLOQUEIO REVERSO.......................................... 7 
3.2 - CONDUÇÃO DIRETA ............................................................................ 7 
3.3 - CAPACIDADE DE BLOQUEIO DIRETO ............................................. 8 
3.4 - FENÔMENO DE LATCH-UP ................................................................. 9 
4 - PARÂMETROS ELÉTRICOS DO IGBT .......................................................... 9 
4.1 - CARACTERÍSTICAS DE SAÍDA........................................................... 9 
4.2 - TENSÃO DE SATURAÇÃO [V
CEsat
] ...................................................... 10 
4.2.1 - COEFICIENTE DE TEMPERATURA NEGATIVO DE VCEsat 
...................................................................................................................................... 11 
4.2.2 - COEFICIENTE DE TEMPERATURA POSITIVO DE VCEsat . 11 
4.3 - TENSÃO GATE-EMISSOR [VGE]........................................................... 12 
4.3.1 - TENSÃO DE LIMIAR [V
GE(th)
] ................................................. 12 
4.3.2 - TENSÃO GATE-EMISSOR POSITIVA [+V
GE
] ....................... 13 
4.3.3 - TENSÃO GATE-EMISSOR NEGATIVA [-V
GE
] ..................... 13 
4.4 - CAPACITÂNCIAS DO DISPOSITIVO .................................................. 14 
4.5 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA (SOA) .............................................. 14 
4.5.1 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE POLARIZAÇÃO 
 DIRETA (FBSOA) .................................................................... 15 
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O Interruptor IGBT 
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4.5.2 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE COMUTAÇÃO 
 DE BLOQUEIO (RBSOA)........................................................ 16 
4.5.3 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE CURTO-CIRCUITO 
(SCSOA)....................................................................................................................... 17 
4.6 - TRANSCONDUTÂNCIA ........................................................................ 19 
4.7 - TEMPOS DE COMUTAÇÃO.................................................................. 20 
5 - CÁLCULO TÉRMICO DO DISPOSITIVO ...................................................... 21 
5.1 - ENERGIA DISSIPADA ........................................................................... 22 
5.2 - TEMPERATURA DE JUNÇÃO .............................................................. 24 
5.3 - RESISTÊNCIA TÉRMICA DO DISSIPADOR....................................... 26 
5.4 - PERDAS E CÁLCULO TÉRMICO PARA UM INVERSOR COM 
 MODULAÇÃO PWM SENOIDAL ..................................................... 31 
6 - ÁREA DE POTÊNCIA-FREQÜÊNCIA PARA APLICAÇÕES...................... 37 
6.1 - CRITÉRIO DE ESCOLHA DO IGBT ..................................................... 37 
7 - TECNOLOGIAS DE IGBTs E SUAS CARACTERÍSTICAS.......................... 38 
7.1 - ESTRUTURAS DOS IGBTs NPT E PT .................................................. 38 
7.2 - COMPARAÇÃO ENTRE OS IGBTs NPT E PT ..................................... 40 
8 - PARALELISMO DE IGBTs ................................................................................ 44 
8.1 - COMPORTAMENTO EM FUNÇÃO DAS TECNOLOGIAS................ 45 
8.2 - INFLUÊNCIA DE PARÂMETROS ELÉTRICOS NA DISTRIBUIÇÃO 
 DA CORRENTE ...................................................................................... 46 
8.2.1 - EM ESTADO DE CONDUÇÃO................................................ 46 
8.2.2 - NA COMUTAÇÃO.................................................................... 47 
8.3 - INFLUÊNCIA DE PARÂMETROS TÉRMICOS NA DISTRIBUIÇÃODA CORRENTE ...................................................................................... 49 
8.4 - MÁXIMA CORRENTE NOS IGBTs EM PARALELO.......................... 49 
8.5 - SUGESTÕES PARA LIGAÇÃO EM PARALELO DE IGBTs .............. 51 
8.6 - NOVA TÉCNICA DE PARALELISMO ................................................. 54 
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O Interruptor IGBT 
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9 - PROTEÇÃO DE INTERRUPTORES IGBTs APLICADOS EM INVERSORES
...................................................................................................................................... 57 
9.1 - INTRODUÇÃO ........................................................................................ 57 
9.2 - PRINCIPAIS CAUSAS DE SOBRECORRENTES NOS IGBTs............ 57 
9.3 - COMPORTAMENTO DO IGBT EM CURTO-CIRCUITO.................... 60 
9.4 - PROTEÇÃO DE SOBRECORRENTE POR CURTO-CIRCUITO......... 61 
9.4.1 - MÉTODO DE DETECÇÃO DIRETA ....................................... 62 
9.4.2 - MÉTODO DE DETECÇÃO INDIRETA................................... 64 
9.5 - PROTEÇÃO DE SOBRETENSÃO.......................................................... 64 
9.6 - OUTROS CIRCUITOS DE PROTEÇÃO ................................................ 67 
10 - CIRCUITOS DE COMANDO DE GATE PARA IGBTs................................ 68 
10.1 - INTRODUÇÃO ...................................................................................... 68 
10.2 - PERDAS E ESFORÇOS EM RELAÇÃO AO CIRCUITO DE COMANDO
...................................................................................................................................... 68 
10.3 - REQUERIMENTO DE CIRCUITOS DE COMANDO DE 
 GATE ISOLADOS ................................................................................ 71 
10.4 - EXEMPLOS DE CIRCUITOS DE COMANDO ISOLADOS............... 73 
11 - REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS .............................................................. 101 
 
 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 1 
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CAPÍTULO 1 
ESTRUTURA FÍSICA E PRINCÍPIO 
DE OPERAÇÃO DO IGBT 
 
1.1 - INTRODUÇÃO 
Desde que se desenvolvio o primeiro tiristor retificador controlado 
de silicio (SCR) a fines de 1957, tem surgido grandes adiantos 
posteriormente no desenvolvimento de dispositivos semicondutores de 
potência. Até 1970, os tiristores convencionais foram utilizados de 
maneira exclusiva para o controle da energia elétrica em aplicações 
industriais. Apartir de 1970, foram desenvolvidos os semicondutores 
totalmente controlados de potência (na entrada em condução e no 
bloqueio) para seu aplicação no desenvolvimento de conversores. Entre 
os príncipais dispositivos não controlados, e controlados estão: os diodos 
de potência, os tiristores, os transistores bipolares (BJTs), os transistores 
IGBTs e os transistores de indução estáticos. Dentro da família dos 
tiristores, os mais conocidos comercialmente são: os tiristores 
retificadores controlados de silicio (SCR), tiristores bloqueados por gate 
(GTO), tiristores de indução estático (SITH) e tiristores controlados por 
MOS (MCT) [53]. 
O IGBT foi comercialmente disponivel na década do 80 com a primeira 
geração. Actualmente, tem-se disponiveis dispositivos de segunda e 
terceira geração com características muito superiores à primeira geração 
em termos de rapidez de comutação e menores perdas (perdas de 
condução e comutação). Dentro da terceira geração ja existem fabricantes 
desenvolvendo dispositivos inteligentes que contêm os circuitos de 
comando e proteção dentro do mesmo involucro do dispositivo IGBT 
[45], [52]. A evolução das gerações de cada fabricante ocorre de uma 
maneira similar como é mostrado no exemplo da Fig. 1.1 que pertenece à 
Fuji [14]. Observando as curvas da Fig. 1.1, é possível dizer que com a 
evolução os dispositivos tem-se menores perdas de condução devido à 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 2 
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diminuição da queda de tensão en estado de condução VCEsat e maior 
rapidez de comutação. 
0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5
0
0,5
1
3
1,5
2
2,5
3,5
VCEsat
0,6
t [ s]
0,7 0,8 0,9 1,0
μf
[V] 4
4,5
primeira geração
segunda geração
terceira geração
quarta geração
 
Fig. 1.1 - Curvas de Evolução das Gerações da Fuji. 
1.2 - CARACTERÍSTICAS DO IGBT EM RELAÇÃO AOS 
TRANSISTORES BIPOLAR E MOSFET 
Antes do desenvolvimento dos MOSFETs de potência, o único 
interruptor estático disponível para aplicações em altas freqüências (5 a 
20kHz) e médias potências era o transistor bipolar de potência. A 
tecnologia deste interruptor evoluiu bastante, permitindo a fabricação de 
dispositivos com capacidade de suportar corrente de coletor de centenas 
de amperes e tensões de bloqueio de até 800V [1]. Apesar de permitir a 
manipulação de potências consideráveis estes dispositivos apresentam 
algumas desvantagens em sua característica de operação, tais como: 
• O transistor bipolar é um dispositivo controlado por corrente de 
base. A corrente de base típica quando opera como interruptor de 
potência é en torno de 10% a 15% da corrente de coletor. A corrente de 
base reversa, aplicada para permitir um bloqueio rápido, também é 
elevada. Estas características fazem com que o circuito de comando seja 
complexo e caro [1]; 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 3 
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• Neste interruptor ocorre o aparecimento de pontos sobre-
aquecidos por aplicação simultânea de valores de tensão coletor-emissor 
e corrente de coletor elevadas, quando opera com carga indutiva (falha de 
segunda avalanche). Este tipo de falha é destrutiva para este dispositivo 
[6]; 
• O dispositivo apresenta coeficiente de temperatura de tensão de 
saturação (VCEsat) negativo. Este coeficiente indica que a tensão de 
saturação (VCEsat) reduz quando a temperatura de junção aumenta, sendo 
um fenômeno indesejável para realizar o paralelismo, por provocar 
desequilibrios na distribuição de correntes. 
Posteriormente, o MOSFET de potência foi desenvolvido para 
minimizar as limitações do desempenho do transistor bipolar de potência 
[1]. Este dispositivo é um interruptor com características de controle por 
sinal de tensão aplicado entre gate-emissor (VGE). A corrente de gate 
necessária para carregar e descarregar a capacitância de entrada durante 
as comutações (entrada em condução e bloqueio) é bem baixa, 
diminuindo consideravelmente a complexidade do circuito de comando e 
reduzindo o custo. A impedância de entrada do MOSFET de potência é 
elevada, motivo pelo qual a corrente de gate é pequena em freqüências de 
operação típicas (centenas de quilohertz). 
No MOSFET não são observados retardos, que são resultado do 
tempo de estocagem ou recombinação de portadores minoritários durante 
o bloqueio. Em relação ao transistor bipolar, apresenta menores tempos 
de comutação. Esta característica é particularmente atraente em 
operações de circuitos de alta freqüência, onde as perdas por comutação 
são dominantes. 
Os MOSFETs de potência têm uma excelente área de operação 
segura (SOA)podendo suportar uma aplicação simultânea de elevadas 
correntes e tensões de curta duração sem a destruição por falha de 
segunda avalanche, como acontece com o transistor bipolar de potência. 
Este dispositivo tem coeficiente de temperatura positivo da tensão dreno-
fonte em estado de condução (a queda de tensão sobre o dispositivo é 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 4 
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incrementada quando a temperatura aumenta), característica que favorece 
a equalização de correntes quando for efetuado o paralelismo. 
O MOSFET de potência é um semicondutor que, em estado de 
condução, comporta-se como um resistor entre dreno e fonte. A tensão de 
ruptura do dispositivo (máxima tensão que pode suportar entre dreno e 
fonte) depende da espessura da camada do substrato N-base como é 
mostrada na Fig. 1.3.1 [11]. Para suportar elevadas tensões de operação 
entre dreno-fonte, a espessura da camada do substrato N-base é 
incrementada, porém, em contrapartida incrementa-se a resistência de 
condução dreno-fonte, limitando a capacidade de corrente pelo aumento 
das perdas de condução [14]. Este é o principal motivo pelo qual os 
MOSFETs não são convenientes para tensões acima de 1000V. A 
capacidade de corrente destes interruptores é menor em relação aos 
transistores bipolares devido à resistência de condução que, além de ser 
incrementada com a tensão, é incrementada com a temperatura. 
Para vencer as limitações de ambos os interruptores de potência 
descritos anteriormente, realizou-se uma integração de suas vantagens: 
capacidade de corrente de coletor (característica do transistor bipolar) e 
controle por tensão aplicado entre gate-emissor (característica do 
MOSFET de potência), num único dispositivo híbrido que denomina-se 
transistor IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Este dispositivo 
pertence à família de dispositivos bi-MOS, sendo atualmente o mais 
avançado em tecnologia disponivel e mais utilizado comercialmente 
pelas características indicadas a seguir [12]: 
• Controle por tensão: a entrada em condução e bloqueio do 
dispositivo é controlada aplicando-se tensão entre gate e emissor. A 
característica de entrada é idêntica ao MOSFET de potência: sua elevada 
impedância de entrada denota simplicidade para o circuito de comando, 
implicando em baixos custos. 
• Baixas perdas de condução: o canal do IGBT, em estado de 
condução, é consideravelmente menos resistivo pelo fato de ter-se o 
substrato P junto ao coletor, responsável pela injeção dos portadores 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 5 
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minoritários (lacunas) na camada resistiva do canal (N-base). O fluxo de 
corrente de coletor é dado pelos portadores minoritários. 
• Elevada capacidade de corrente de coletor: pelo fato de 
apresentar uma característica de saída idêntica ao transistor bipolar de 
potência, o dispositivo possui uma elevada capacidade de condução de 
corrente de coletor (centenas de amperes). 
• Operação em tensões elevadas: com incremento da espessura 
das camadas do substrato N-base, foi possível alcançar tensões de 
operação acima de 1000V [9], sem ocorrer o incremento da resistência do 
canal, fato este que acontece no MOSFET de potência. 
• Não apresenta problemas de segunda avalanche: o dispositivo 
pode suportar simultaneamente elevadas tensões e correntes de curta 
duração sem apresentar problemas de destruição pelo fenômeno de 
segunda avalanche. 
♦ Operação em Altas freqüências : é possível operar o 
interruptor até 200kHz em condições de comutação não dissipativa [54]. 
Em condições de comutação dissipativa o transistor pode operar até 
freqüências de 25kHz. A escolha da freqüência de operação do transistor, 
dependerá das condições de comutação (Hard Commutation ou Soft 
Commutation) devido às perdas de comutação pela presença da corrente 
de cauda. 
Na literatura, este dispositivo também é conhecido como 
Conductivity Modulated Field-Effect Transistor (COMFET)[1]. 
Por natureza, os IGBTs são mas rápidos que os transistores 
bipolares de potência (BJT) por não apresentar o problema do tempo de 
estocagem, porém menos rápidos que os transistores MOSFETs de 
potência. 
As principais características dos transistores de alta freqüência são 
comparadas na Tabela 1.2.1. 
 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 6 
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Tabela 1.2.1 - Comparção das Características dos 
Transististores de Alta Freqüência 
 
 MOSFET IGBT BIPOLAR 
TIPO DE 
COMANDO 
TENSÃO TENSÃO CORRENTE 
POTÊNCIA DO 
CIRCUITO DE 
COMANDO 
MÍNIMA MÍNIMA ELEVADA 
COMPLEXIDADE 
DO CIRCUITO DE 
COMANDO 
SIMPLE SIMPLE GRANDE 
elevadas correntes 
de positivas e 
negativas de base 
 
DENSIDADE DE 
CORRENTE 
ELEVADA 
em baixas tensões 
______________
BAIXA 
em altas tensões 
MUITO ELEVADA 
pequeno 
compromisso com os 
tempos de comutação 
MEIA 
severo 
compromisso com 
os tempos de 
comutação 
PERDAS DE 
COMUTAÇÃO 
MUITO BAIXA BAIXA para MEIA 
depende do 
compromisso com as 
perdas das condução 
MEIA para ALTA 
dependendo do 
compromisso com 
as perdas de 
condução 
 
1.3 - ESTRUTURA FÍSICA 
A estrutura física de um transistor IGBT canal N é mostrada na 
Fig. 1.3.1 e consiste basicamente de quatro camadas e que são: substratos 
P+, N-base, P-base e N+. A sua construção é baseada no semicondutor de 
silício (Si). Para mudar suas características elétricas e torná-lo um melhor 
condutor, é realizado o processo de dopagem, que consiste da adição, ao 
semicondutor, de elementos químicos em pequena proporção. A estrutura 
é constituída de camadas de substratos que são chamados P e N. O 
substrato tipo P é obtido dopando o silício com elementos químicos 
trivalentes (três elétrons na camada externa de valência), que podem ser: 
boro, gálio ou índio. Por outro lado, o substrato tipo N é obtido dopando 
o silício com elementos químicos pentavalentes (cinco elétrons na 
camada externa de valência), que podem ser: fósforo ou antimônio [10]. 
A camada P+ é um substrato com forte dopagem de boro (pouco 
resistiva) e a camada N-base é um substrato com dopagem de fósforo 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 7 
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(altamente resistiva). A formação da junção entre estas duas camadas 
permite a injeção de portadores minoritários no canal quando o IGBT 
está no estado de condução, desta maneira reduzindo-se 
consideravelmente a potência dissipada no estado de condução [12]. Este 
processo também é conhecido como modulação de condutividade. A 
modulação de condutividade no caso de um MOSFET não é favorável, 
pois o canal é constituído por elementos altamente resistivos (substrato 
tipo N), e a maior parte das suas perdas ocorre nesta região em estado de 
condução, tipicamente 70% num dispositivo de 500V [8]. 
A estrutura física do IGBT difere da estrutura física do MOSFET pela 
presença do substrato P+ que encontra-se junto ao terminal de coletor 
como são mostrados nas Figs. 1.3.1 e 1.3.2. 
 
 
DRENO
P-BASE P-BASE
N-BASE
N+N+N+ N+
FONTE
GATE
METAL
SiO 2
J2
J1
 
Fig. 1.3.1 - Estrutura Física do MOSFET Canal N. 
 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 8 
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COLETOR
P+
INJEÇÃO DE PORTADORES MINORITARIOS
P-BASE P-BASE
N-BASE
P
N+N+N+ N+
EMISSOR
GATE
METAL
SiO 2
J2
J3
J1
 
Fig. 1.3.2 - Estrutura Física do IGBT Canal N. 
 
 
O circuito equivalente é mostrado na Fig. 1.3.3 sobre a própria 
estrutura física, para um melhor entendimento. A presença das quatro 
camadas gera um tiristor parasita, composto pelos transistores bipolares 
PNP e NPN, como mostra a Fig. 1.3.3 e Fig. 1.3.4. A operação deste 
tiristor é altamente indesejável, pois provoca a perda do controle da 
corrente de coletor e como conseqüência, a sua respectiva destruição por 
aquecimento. Para evitar sua destruição, a resistência Rst do sustrato P-
base (Fig. 1.3.3) deve ser bem baixa de maneira a reduzir a queda de 
tensão a valores inferiores a 0,6 V (o transistor parasita NPN não deve 
ser polarizado). O componente MOSFET canal N do circuito 
equivalente, tem a função de controlar a corrente de base do transistor 
PNP durante seu operação. Na realidade, no IGBT a corrente de coletor é 
basicamente controlada através deste componente, dado pelos substratos 
N-base, P-base e N+. 
 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 9 
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COLETOR
P+
P-BASE P-BASE
N-BASE
N+N+N+ N+
EMISSOR GATE
METAL
SiO2
EMISSOR
J1
J2
J3
T
modR
2
1
R
T
st
 
Fig.1.3.3 - Estrutura Física e Circuito Equivalente do IGBT Canal N. 
 
 Gate
Coletor
Emissor
NPN
PNP
T
T
R
iC
Tiristor
Rmod 1
2
st
ibasePNP
MOSi
 
Fig.1.3.4 - Circuito Equivalente do IGBT Canal N. 
 
1.3.1 - SÍMBOLO DO DISPOSITIVO 
O transistor IGBT utilizado em eletrônoca de potência é do tipo 
canal-N, o qual é representado através do símbolo mostrado na seguinte 
figura [11]: 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 10 
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(Coletor)
(Gate)
(Emissor)
E
G
C
 
Fig. 1.3.1.1 - Símbolo do Transistor IGBT Canal-N. 
 
1.4 - PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO 
Como o IGBT resulta da combinação de uma estrutura MOS e de 
uma estrutura bipolar, sua análise difere de ambos os dispositivos de 
potência. Para compreender sua operação, é necessário o conhecimento 
da física do transistor MOSFET de potência e do transistor bipolar de 
potência. Nesta seção é descrito o princípio de operação do dispositivo e, 
para tal finalidade, não é considerada a situação da operação do tiristor 
parasita que provoca perda de controle da corrente de coletor. A causa da 
condução do tiristor parasita será explicada no item de fenômeno de 
latch-up. 
1.4.1 - CAPACIDADE DE BLOQUEIO REVERSO 
O IGBT não entra em condução (fluxo de corrente de coletor) 
quando uma tensão negativa entre coletor-emissor (-VCE) é aplicada, 
apesar de ter-se uma tensão positiva entre gate-emissor (VGE) acima do 
valor de limiar (threshold voltage), pelo simples fato da junção J3 
(formada entre as camadas P+ e N-base) estar polarizada reversamente 
(ver Fig. 1.3.2). A polarização reversa da junção provoca a formação de 
uma camada de depleção na região, garantindo desta maneira a 
capacidade de bloqueio reverso do dispositivo. Esta característica é 
mostrada através da Fig. 1.4.1.1. É importante dejar claro que a tensão de 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 11 
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ruptura reversa, depende essencialmente da espessura da camada 
resistiva N-base. As duas tecnologias modernas existentes atualmente, 
PT (Punch-Through) e NPT (Non-Punch-Through), relativas à estrutura 
do dispositivo, apresentam características de saída diferentes, as quais 
serão explicadas posteriormente no capítulo 4. 
 
VCE
I
VCER
C
ICR
característica diretacaracterística reversa
região ativa
incremento da
tensão de gate
 
Fig. 7 - Característica de Saída do IGBT (genérico) 
 
1.4.2 - CAPACIDADE DE CONDUÇÃO DIRETA 
Para que o IGBT se encontre em estado de condução direta 
(forward conduction), é necessário aplicar simultaneamente tensões 
positivas entre gate-emissor (VGE) e coletor-emissor (VCE). Aplicando-se 
estas duas tensões, vence-se a depleção da junção J2 entre as camadas P-
base N-base e a depleção da junção J3 entre as camadas P+ N-base 
(ambas as junções devem ser polarizadas diretamente). A tensão gate-
emissor positiva deve ser suficientemente elevada, acima da tensão de 
limiar, para que a resistência do canal MOS seja pequena durante o fluxo 
de corrente de coletor. A resistência no canal do IGBT é baixa devido à 
modulação de condutividade proporcionada pela injeção de portadores 
minoritários (lacunas) desde a região P+ dentro da região N-base 
altamente resisitiva. A densidade de portadores minoritários injetados na 
região N-base é tipicamente de 100 a 1000 vezes maior em relação ao 
nível de portadores da camada N-base do MOSFET de potência. Por este 
motivo é reduzida drásticamente a resistência do canal do IGBT em 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 12 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
relação à resistência do canal do MOSFET de potência. Esta 
característica permite operar o IGBT em elevadas densidades de corrente 
durante o estado de condução. Como a camada N-base do IGBT deixa de 
ser altamente resistiva com a injeção de portadores minoritarios, para 
aumentar a capacidade de operação com tensões acima de 1000V é 
suficiente aumentar a espessura desta camada. Devido a ésta 
característica, atualmente tem-se IGBTs de 3300V e 1200A para 
aplicação em tração elétrica [55]. Não deve ser esquecido que o fluxo de 
corrente de coletor do IGBT ocorre pela injeção de portadores 
minoritários (lacunas) na camada N-base pela presença da junção J3, 
polarizada diretamente. 
1.4.3 - CAPACIDADE DE BLOQUEIO DIRETO 
O bloqueio do IGBT quando encontra-se em estado de condução, é 
alcançado reduzindo-se a tensão entre gate e emissor a um valor menor 
ao valor de limiar. A tensão abaixo do valor de limiar é alcançada curto-
circuitando o terminal gate ao terminal emissor com um resistor de baixo 
valor de resistência. Em estas condições, a junção J2 é polarizada 
reversamente bloqueando o fluxo de corrente através do canal MOS do 
dispositivo (ver Fig. 1.3.2). O bloqueio é realizado em condições de 
tensão coletor-emissor positivo. Observando o circuito equivalente do 
IGBT mostrado na Fig. 1.3.3, o bloqueio da corrente de coletor do IGBT 
é realizado através do MOSFET que bloqueia a corrente de base do 
transistor PNP. 
A característica de saída do IGBT é controlada através da tensão 
aplicada entre gate-emissor VGE. Para realizar a transição do estado de 
condução ao estado de bloqueio, o gate, que inicialmente tem um valor 
positivo de tensão, é ligado ao emissor por um circuito externo, 
provocando-se a descarga da capacitância intrínseca de entrada dada pelo 
paralelo das capacitâncias entre coletor-gate e gate-emissor. A descida 
abrupta da tensão entre gate e emissor até um valor abaixo do limiar, 
permite como conseqüênciaum decrescimento abrupto da corrente de 
coletor até um certo valor, como resultado, tem-se a súbita redução a zero 
da corrente do canal MOS devido aos elétrons. A magnitude da queda 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 13 
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abrupta na corrente de coletor - ΔIC - no instante t1 (ver Fig. 1.4.3.1), é 
grande devido ao baixo ganho de corrente do transistor PNP do circuito 
equivalente, βPNP, que encontra-se na faixa de 0,4 a 0,5. Isto implica que 
a corrente de base do transistor PNP, que é a mesma corrente que flui 
pelo canal MOS (ver Fig 1.3.4) é igual a: ibasePNP = iMOS = iC/(1+βPNP). 
Após cair abruptamente, a corrente de coletor decresce continuamente de 
maneira mais lenta devido à alta densidade de portadores minoritários 
injetados na região N-base (ver Fig. 1.3.2). Tais portadores necessitam de 
tempo para sua recombinação, o que resulta numa corrente de coletor 
residual indesejada que somente causa perda de energia durante a 
comutação de bloqueio do dispositivo. Esta corrente residual é conhecida 
na literatura como corrente de cauda (tail current) [12]. As formas de 
onda típicas de tensão e corrente durante o bloqueio do dispositivo são 
mostradas na Fig. 1.4.3.1. 
A queda abrupta da corrente de coletor (ΔIc) causa derivadas de 
corrente de coletor (dic/dt) de elevado valor, que devido à presença de 
indutâncias parasitas do layout e do proprio dispositivo, gera elevadas 
tensões sobre o interruptor durante o bloqueio, muitas vezes pode 
provocar seu destruição. Esta queda abrupta pode ser alterada 
controlando-se a tensão entre gate-emissor durante o bloqueio. Isto é 
alcançado com a descarga lenta da capacitância de entrada através de 
uma resistência adequada ligada entre gate e emissor durante o bloqueio. 
Na Fig. 1.4.3.2 é mostrada a diminuição (dic/dt) com o incremento do 
valor do resistor conectado entre gate e emissor durante o bloqueio. É 
importante indicar que com o incremento do valor do resistor conectado 
entre gate e emissor (RGE) durante o bloqueio o efeito da redução da 
corrente de cauda, corrente indesejada, é ínfima [1] como é mostrada na 
Fig. 1.4.3.2. 
 
 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 14 
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t
t
VGE
iC
t1
Δ Ic
cauda
t
iC
aumento de RGE
vCE
aumento de RGE
iC
vCE
 
Fig. 1.4.3.1 - Características de Bloqueio. Fig.1.4.3.2 - Corrente de Coletor 
 com a Variação de RGE Durante 
 o Bloqueio. 
1.5 - FENÔMENO DE LATCH-UP 
A presença de quatro camadas na estrutura do IGBT (Fig. 1.3.2) 
provoca a formação de um tiristor parasita dado pelos transistores 
bipolares PNP e NPN como mostram as Fig. 1.3.3 e 1.3.4. A entrada em 
condução deste tiristor provoca a perda de controle da corrente de coletor 
através do gate do dispositivo. Este fenômeno é denominado de latch-up. 
O tiristor entra em condução quando o transistor bipolar NPN é 
polarizado. Portanto, a polarização deste transistor deve ser evitada. Se 
ocorre o fenômeno de latch-up o IGBT é destruído por excesso de calor 
nas junções semicondutoras. Se acontece este fenômeno é impossível 
realizar uma proteção ativa através do gate e, somente uma redução da 
tensão de coletor-emissor ou inversão de sua polaridade antes de sua 
destruição - ambas de difícil realização prática - podem salvar da 
destruição o dispositivo. 
Para evitar este fenômeno, os fabricantes de IGBTs reduzem a 
resistência Rst do substrato P-base (ver Fig. 1.3.2), pois, quando a queda 
de tensão sobre a mesma (causada pela corrente de coletor, derivadas de 
tensão, etc.) supera 0,6V, o transistor NPN é polarizado, provocando o o 
fenômeno de latch-up. 
O fenômeno de latch-up no IGBT ocorre durante o estado de 
condução por elevado valor de corrente de coletor, ou durante os estados 
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Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 15 
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de comutação do IGBT por derivadas de tensão entre coletor e emissor. 
Na literatura, o latch-up no estado de condução é conhecido como 
fenômeno de latch-up estático e, o latch-up nos estados de comutação é 
conhecido como fenômeno de latch-up dinâmico [1]. 
Em ambos os tipos de fenômenos de latch-up, o perigo aumenta 
quando é incrementado a temperatura de junção [17]. 
1.6 - CONCLUSÃO 
Neste capítulo foram indicadas as vantagens e desvantagens dos 
transistores bipolar e MOSFET, ambos operando como interruptor de 
potência. Também foram mencionados as vantagens do transistor IGBT 
em relação aos transistores bopolar e MOSFET. A única desvantagen do 
IGBT é o problema da corrente de cauda que ocorren durante o bloqueio 
devido à recombinação de portadores minoritarios injetados na região N-
base e que aumenta o efeito com o incremento de temperatura. Este 
problema é difícíl evitar externamente através de circuitos. Sua melhora é 
possível somente através de técnicas de fabricação. 
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Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 1 
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CAPÍTULO 2 
DEFINIÇÃO DE PARÂMETROS DO IGBT 
 
 
 
2.1 - INTRODUÇÃO 
No instante de projetar um IGBT para seu aplicação num conversor 
é importante análisar todas suas características, que as mesmas são 
indicadas no catálogo do dispositivo. Para que o dispositivo apresente um 
bom desempenho em seu operação como interruptor, as grandezas de 
tensão, corrente, temperatura e freqüências devem encontrar-se por 
debaixo dos valores máximos recomendados pelos fabricantes. No caso de 
permitir a operação do IGBT com valores das grandezas acima dos valores 
nominais existirá o perigo de seu destruição por excesso de temperatura de 
seus junções. 
2.2 - CARACTERÍSTICAS DE SAÍDA 
A característica de saída do IGBT é dada pela corrente de coletor 
(IC) em função da tensão coletor-emissor (VCE), tomando como parâmetro 
a tensão gate-emissor VGE. A característica de saída normalmente é 
apresentada por meio de curvas nos catálogos, como é mostrado no 
exemplo da Fig. 2.2.1. Estas curvas são bastante úteis, pois fornecem ao 
projetista a informação do comportamento da corrente de coletor e tensão 
coletor-emissor durante a operação. Como interruptor de potência, o IGBT 
deve operar na região de saturação para apresentar uma baixa queda de 
tensão em estado de condução VCEsat. Esta escolha é devido às perdas de 
condução, que são proporcionais à tensão coletor-emissor VCE. Para 
operar nesta região, a tensão gate-emissor VGE deve ser maior que 10V. 
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Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 2 
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5 10 15 200
0
25
50
75
100Ic
[A]
VCE [V]
7V
8V
9V
10V
11V20V
18V
15V
13V
12V VGE
Ptot = 400W
REGIÃO LINEARREGIÃO DESATURAÇÃO
 
Fig. 2.2.1 - Característica de Saída do IGBT SKM50GB100D (Semikron). 
 
2.3 - CARACTERÍSTICA DE TRANSFERÊNCIA 
A característica de transferência do IGBT é dada pela corrente de 
coletor em função da tensão gate-emissor(VGE), tomando como parâmetro 
uma determinada tensão coletor-emissor. Esta característica é 
normalmente apresentada por meio de uma curva, como são mostradas nos 
exemplos das Fig. 2.3.1 e Fig 2.3.2 para dois IGBTs de diferentes 
fabricantes. Estas curvas fornecem a informação do comportamento da 
corrente de coletor quando é aplicada uma determinada tensão entre gate-
emissor VGE ao dispositivo. 
5 100
0
25
50
75
100
I
[A]
VGE [V]
15
SKM50GB100D
20
C
VCE = 20V
 
Fig. 2.3.1 - Função de Transferencia (Semikron). 
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Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 3 
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0.01
0.1
10
100
[A]
10 15 20 25
cI
GEV [V]
1
1000
jT = 150 C
o
jT = 25 C
o
CCV = 100V
IRGPH40F
 
Fig. 2.3.2 - Função de Transferencia (International Rectifier). 
 
2.4 - TENSÃO DE SATURAÇÃO [VCEsat] 
A tensão de saturação VCEsat do IGBT, é aquela tensão que 
permanece entre coletor-emissor durante o estado de condução [11]. Na 
literatura, esta tensão também é conhecida como tensão em estado de 
condução (on-state voltage) ou simplesmente queda de tensão direta 
(forward voltage drop). Para um valor de corrente de coletor, a tensão 
coletor-emissor VCE decresce quando a tensão entre gate-emissor VGE 
supera o valor de limiar, até finalmente atingir o valor de saturação VCEsat. 
O baixo valor da tensão de saturação VCEsat depende da tensão gate-
emissor, como se observa na Fig. 2.2.1 (Região de saturação). Valores 
muito elevados entre gate-emisssor (VGE>20V) não surtirão efeito sobre a 
redução da tensão VCEsat [8], constituindo uma espécie de saturação, como 
mostrado na Fig. 2.2.1. O valor de tensão de saturação, multiplicado pela 
corrente de coletor, fornece a potência dissipada no estado de condução 
(não inclui as perdas de comutação) [12]. A tensão de saturação VCEsat 
pode ter coeficiente de temperatura negativo, até um certo valor de 
corrente de coletor e positivo logo acima deste valor, ou simplesmente 
pode ser negativo ou positivo, dependendo da tecnologia do semicondutor. 
Estas características são examinadas nos seguintes ítens. 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 4 
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2.4.1 - COEFICIENTE DE TEMPERATURA NEGATIVO DE VCEsat 
Diz-se que o IGBT tem coeficiente de temperatura negativo de 
VCEsat, quando para um incremento da temperatura da junção desde 25oC 
até sua temperatura máxima 125oC, por incremento de corrente de coletor, 
ocorre o decrescimento da tensão de saturação VCEsat entre coletor-
emissor. Este fenômeno é possível observar nas curvas do exemplo da 
Fig. 2.4.1, que relacionam a corrente de coletor e tensão de saturação 
coletor-emissor (VCEsat). Observando esta figura, o coeficiente de 
temperatura negativo ocorre desde zero até uma corrente de coletor de 
aproximadamente 110A. Portanto, em um dispositivo com características 
de coeficiente de temperatura negativo este fenômeno ocorre na faixa de 
corrente de coletor de zero até valores quase nominais especificados no 
catálogo (IC = ICnom). Como a característica de saída do IGBT resulta da 
combinação das características do transistor bipolar e MOSFET, o 
coeficiente negativo é o resultado do efeito das características do transistor 
bipolar equivalente[5]. O IGBT com estas características é conveniente, 
pois permite a redução das perdas de condução, que são função da tensão 
de saturação VCEsat. 
Por outro lado, os IGBTs com características de coeficiente de 
temperatura negativo são inadequados para a realização do paralelismo, 
pois provocam uma má distribuição da corrente de coletor durante a 
operação [4]. 
0 1 2 3 4 5
0
40
80
120
160
200
VCEsat [V]
Ic
[A] GEV = 15V
Tj = 25 C
Tj = 125 CO
O
 
Fig. 2.4.1.1 - Tensão de Saturação Coletor-Emissor de um Dispositivo 
com Coeficiente de Temperatura Negativo. 
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Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 5 
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2.4.2 - COEFICIENTE DE TEMPERATURA POSITIVO DE VCEsat
Diz-se que o IGBT tem coeficiente de temperatura positivo de VCEsat 
quando, para um incremento da temperatura da junção de 25oC até seu 
valor máximo 125oC devido ao incremento de corrente de coletor, 
acontece um crescimento da tensão de saturação VCEsat entre coletor-
emissor. Este fenômeno ocorre em toda a faixa de variação da corrente de 
coletor como é mostrado na Fig. 2.4.2.1. O dispositivo com coeficiente de 
temperatura positivo apresenta as mesmas características de um transistor 
MOSFET [5]. 
Os IGBTs com características de coeficiente de temperatura positivo 
são adequados para realizar o paralelismo, pois permitem uma boa 
distribuição da corrente de coletor [4]. O IGBT é conveniente para o 
paralelismo, sempre e quando o coeficiente de temperatura positivo seja 
dado em toda a faixa de variação da corrente de coletor. Isto implica que 
um IGBT com as características da Fig. 2.4.1.1 que apresenta coeficiente 
positivo somente para correntes acima do valor nominal não é 
conveniente. 
 
0 1 2 3 4 5
0
40
80
120
160
200
VCEsat [V]
Ic
[A]
6 7 8 9
GEV = 15V
Tj = 25 C
Tj = 125 C
O
O
 
Fig. 2.4.2.1 - Tensão de Saturação Coletor-Emissor de um Dispositivo 
com Coeficiente de Temperatura Positivo. 
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Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 6 
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_______________________________________________________________________________ 
Para um mesmo nível de corrente de coletor IC os dispositivos com 
coeficiente de temperatura positivo apresentam uma tensão de saturação 
(VCEsat) maior em comparação aos dispositivos com coeficiente de 
temperatura negativo como é observado nas Figs. 2.4.1.1 e 2.4.2.1 
respectivamente. 
É importante indicar que na atualidade existem tecnologias de 
IGBTs com coeficientes de temperatura negativo (comumente utilizados) 
fabricados pela Fuji, Powerex/Mitsubishi, International Rectifier, Harris, 
General Electric, SGS-Thompson, Toshiba, Hitachi, etc. Por outro lado, 
existem, tecnologias de IGBTs que apresentam coeficiente de temperatura 
positivo fabricados pela Siemens e Semikron [9], conforme é comentado 
no capítulo 4. 
2.5 - TENSÃO GATE-EMISSOR [VGE] 
A tensão gate-emissor VGE é aplicada ao terminal de gate utilizando-
se um circuito de comando projetado para fornecer a tensão recomendada 
no catálogo do IGBT. Quando a tensão aplicada ao gate é positiva e maior 
à tensão de limiar, o dispositivo entra em condução. Por outro lado, 
quando a tensão aplicada ao gate é menor à tensão de limiar o dispositivo 
é bloqueado. A seguir será explicada com maior detalhe sobre as tensões 
de polarização do IGBT. 
2.5.1. - TENSÃO DE LIMIAR [VGE(th)] 
A tensão de limiar (threshold voltage) é a mínima tensão gate-
emissor positiva que permite a entrada em condução do IGBT. Quando a 
tensão gate-emissor é incrementada desde zero, enquanto a mesma não 
superar o valor de limiar, o IGBT permanece bloqueado. As tensões de 
limiar nos dispositivos IGBT estão dentro da faixa de 2V a 5V. Esta 
tensão normalmente é especificada no catálogo do dispositivo e depende 
da corrente de coletor. A tensão de limiar gate-emissor decresce com o 
aumento da temperatura do dispositivo, como é mostrado no exemplo da 
Fig. 2.5.1.1 [11]. 
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Capítulo 2 - Definição de Parâmetros doIGBT 7 
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_______________________________________________________________________________ 
-100 -50 0 50 100 150
0
0,2
0,4
1,2
0,6
0,8
1,0
1,4VGE(TH)
200
(Normalizado)
Temperatura de Cápsula [ C]o 
Fig. 2.5.1.1 - Tensão de Limiar VGE(th) em Função da Temperatura. 
 
2.6.2 - TENSÃO GATE-EMISSOR POSITIVA [+VGE] 
A máxima tensão gate-emissor positiva que é possível aplicar ao 
IGBT, é especificada no catálogo do dispositivo como um parâmetro 
máximo absoluto. Uma tensão gate-emissor positiva acima do valor da 
tensão de limiar VGE(th) , permite a entrada em condução do dispositivo. A 
mesma, não deve ser baixa para garantir uma tensão de saturação VCEsat 
reduzida e como conseqüência permitir baixas perdas de condução. 
Usualmente, a máxima tensão é especificada em +20V. Na prática, 
normalmente a tensão positiva gate-emissor é assumida em +15V por 
recomendação de muitos fabricantes para limitar a corrente de curto-
circuito. Não deve ser aplicada tensão positiva gate-emissor acima de 20V 
pelas características da camada de óxido de silício da região MOS, 
principalmente a espessura. A rigidez dielétrica desta camada é 
tipicamente de 80V motivo pelo qual, por confiabilidade, a tensão VGE é 
limitada em +20V. 
2.5.3 - TENSÃO GATE-EMISSOR NEGATIVA [-VGE] 
A tensão gate-emissor negativa durante a comutação de bloqueio ou 
estado bloqueado, não é necessária, porém, é recomendada por muitos 
fabricantes para situações tais como ruídos, dvCE/dt, oscilações devido aos 
elementos parasitas, que podem levar a uma entrada em condução não 
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Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 8 
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_______________________________________________________________________________ 
desejada do dispositivo e, como conseqüência, podem provocar um curto-
circuito. Principalmente em conversores com topologia em ponte (meia 
ponte ou ponte completa) onde os interruptores do braço operam 
complementarmente é imprescindível a aplicação da tensão negativa de 
gate [13],[14]. Durante o bloqueio do dispositivo, ocorre uma elevada 
derivada de VCE (dvCE/dt) entre as terminais de coletor e emissor causando 
deslocamento de corrente pelas capacitâncias CCG e CGE (Fig. 2.5.3.1) e as 
mesmas ficam carregadas. Se a tensão VGE , resultante desta carga, superar 
o valor de tensão de limiar VGE(th), o componente entra em condução, o 
que é indesejável no instante da comutação, pois pode provocar curto-
circuito de braço. A utilização de tensão gate-emissor negativa garante a 
descarga da capacitância CGE , evitando a ocorrencia descrita. 
 
E
G
C
RG(off)
CCG
dv /dt
CGE
i = C *dv /dtCGCG
 CE
CE
 
Fig. 2.5.3.1 - Fluxo de Corrente através das Capacitâncias 
do IGBT devido à elevada dvCE/dt. 
 
2.6 - TENSÃO DE RUPTURA COLETOR-EMISSOR (BVCES) 
É a mínima tensão que pode provocar a ruptura dielétrica da junção 
coletor-emissor do IGBT durante a comutação e em estado bloqueado. 
Quando é superado este valor de tensão, pela presença de indutâncias 
parasitas e diC/dt ou aplicações de tensões de barramento acima deste 
valor, existe o perigo da destruição do dispositivo. Este detalhe deve ser 
considerado ao projetar o dispositivo para seu aplicação num conversor. A 
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Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 9 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
tensão de reptura, BVCES, é normalmente especificada no catálogo em 
função da corrente de coletor (corrente de dispersão de coletor, expresada 
em μA) e tensão gate-emissor nula, para uma temperatura de 25oC. 
A tensão de ruptura coletor-emissor de um IGBT incrementa com a 
temperatura de junção, o que implica que o dispositivo apresenta 
coeficiente de temperatura positivo. Por exemplo para um IGBT de 600V, 
a tensão de ruptura é de 600V na temperatura de 25oC e de 550V na 
temperatura de -40oC [56]. 
2.7 - TENSÃO DE RUPTURA EMISSOR-COLETOR (BVECS) 
É a mínima tensão emissor-coletor, BVECS, que pode provocar a 
ruptura da junção coletor-base do transistor PNP do circuito equivalente e 
como conseqüência causar a destruição do IGBT. 
A capacidade de tensão emissor-coletor do IGBT depende muito do 
tipo de tecnologia. Os IGBTs da tecnologia PT (Punch Through) são 
destruidos com baixas tensões de emissor-coletor (menores que 60V), por 
outro lado, os IGBTs da tecnologia NPT (Non Punch Through) são 
capaces de suportar tensões coletor-emisor e emissor-coletor do mesmo 
valor absoluto. Estes casos são explicados com mais detalhes no capítulo 
de tipos de tecnologias de IGBTs. 
Quando são aplicados IGBTs da tecnogia PT em conversores, alguns 
cuidados devem ser tomados. Por exemplo no braço do conversor meia 
ponte da Fig. 2.7.1, a presença de indutâncias parasitas (LS1 e LS2) por um 
péssimo layout da ligação dos diodos em antiparalelo com os interruptores 
e presença de derivadas (diD1/dt e diD2/dt) durante as entradas em 
condução dos diodos, provocam tensões emissor-coletor que podem 
superar a tensão de ruptura (BVECS). No exemplo da Fig. 2.7.2, a tensão 
emissor-coletor sobre o IGBT é igual à tensão negativa da fonte alternada 
Vi, que facilmente pode superar a tensão de ruptura e provocar a 
destruição do dispositivo se for de tecnologia PT. 
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Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 10 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
s1L
D1
D2
T1
T2 s2L
i
 
Fig. 2.7.1 - Indutâncias Parasitas em Série com os Diodos 
 
AC
Vi Carga
S1
+ _VCE
 
Fig. 2.7.2 - Neste Tipo de Aplicação o PT-IGBT é Destruido. 
 
2.8 - CORRENTE CONTÍNUA NOMINAL DE COLETOR (IC) 
Esta corrente é especificada no catálogo do dispositivo em função da 
temperatura de cápsula. Ele define a máxima corrente contínua que pode 
fluir através do IGBT na condição da temperatura de cápsula especificada. 
Em uma aplicação é recomendado que pelo dispositivo circule uma 
corrente de 90% do valor nominal especificado, por questões de 
segurança. Quando é realizado o cálculo térmico do dispositivo, as 
recomendações térmicas indicadas no catálogo devem ser tomadas em 
consideração. 
Para facilitar o projeto, muitos dos fabricantes mostram a curva que 
relaciona a corrente de coletor em função da temperatura de cápsula como 
é mostrada no exemplo da Fig. 2.8.1. 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 11 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
25 50 75 1000
0
25
50
75
100Ic
[A]
TC [ C]o
125 150
SKM40GB101D
V = 15VGE
 
Fig. 2.8.1 - Corrente de Coletor em Função da 
Temperatura de Cápsula (Semikron). 
2.9 - CORRENTE DE PICO DE COLETOR (ICM) 
É a máxima corrente absoluta de pico repetitiva que circula através 
do dispositivo em condições normais de operação. Normalente o valor 
desta corrente encontra-se acima do valor da corrente contínua nominal. A 
largua do pulso da corrente é limitada pela máxima temperatura de junção 
especificado no catálogo do dispositivo. Na aplicação do dispositivo, as 
correntes de pico ocorrem como conseqüências da recuperação do diodo 
de roda livre devido a uma carga indutiva ou características proprias de 
operação do conversor. 
2.10 - TENSÃO NOMINAL COLETOR-EMISSOR (VCE) 
Esta tensão é especificada no catálogo do dispositivo e por nenhuma 
razão deve ser excedido de seu valor. Os picos de tensão provocados pela 
presença de indutânciasparasitas devem encontrar-se por debaixo deste 
valor. Quando existe picos de tensão de curta duração deve ser colocado 
um circuito de proteção para garantizar que a tensão sobre o interruptor 
este por debaixo do valor especificado. 
 
 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 12 
_______________________________________________________________________________ 
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2.11 - CAPACITÂNCIAS DO DISPOSITIVO 
As capacitâncias intrínsecas do IGBT aparecem pela presença das 
diferentes camadas de substratos que compõem a estrutura física. Estas 
capacitâncias são indesejaveis, pois causam problemas durante a operação 
do dispositivo. Entre os problemas estão: os atrasos durante as comutações 
em cada periodo de operação, proporcionam um caminho para a 
circulação de corrente pela aparecimento de derivadas de tensão entre as 
terminais de coletor e emissor provocando entrada em condução indevido 
do dispositivo (quando de trabalha com braços pode provocar curto-
circuito de braço). 
Em comparação ao MOSFET de potência, para uma mesma 
capacidade de corrente nominal, o IGBT apresenta capacitâncias de menor 
valor, portanto, durante as comutações necessitam menores valores de 
energia para carregar. 
As capacitâncias do dispositivo são: capacitância gate-emissor, 
capacitância gate-coletor (capacitância Miller) e capacitância coletor-
emissor. As capacitâncias especificadas nos catálogos são: capacitância de 
entrada (Cies), que resulta do paralelo entre as capacitâncias CGC e CGE, 
capacitância de saída (Coes), que é igual ao paralelo das capacitâncias CCE 
e CGC e a capacitância de transferência reversa (Cres), que é igual a CGC 
[13],[15]. As capacitâncias Cies, Coes e Cres são de fácil medição. 
A rapidez de comutação do dispositivo depende da carga e descarga 
da capacitância de entrada Cies, portanto, é conveniente que ela seja 
pequena. 
A Fig. 2.11.1 mostra a disposição das capacitâncias em torno dos 
terminais do dispositivo: 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 13 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
COLETOR
EMISSOR
GATE
C CE
C GE
C GC
CC
C
C
CC
C
C GEGCies = +
CE +=oes
res = GC
GC
 
Fig. 2.11.1 - Capacitâncias Intrinsecas do IGBT. 
 
As capacitâncias intrínsecas do IGBT normalmente são expresadas 
em função da tensão coletor-emissor VCE como são mostradas nas Figs. 
2.11.2 e 2.11.3. Observando as curvas podemos concluir que as 
capacitâncias incrementam seu valor quando a tensão coletor-emissor 
decresce. 
 
0.01
1
0,1
10
10 20 30
V [V]
CE
[nF] Cies
SKM50GB100D
0 40
Coes
Cres
C
 
Fig. 2.11.2 - Capacitâncias Tipicas vs. Tensão Coletor-Emissor, 
( Semikron). 
 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 14 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
0
400
1600
2400
10 100
V [V]
CE
[pF]
C ies
IRGPH40F
1
800
1200
2000
C
C oes
C res
V = 0V, f = 1MHzGE
 
Fig. 2.11.3 - Capacitâncias Tipicas vs. Tensão Coletor-Emissor 
(International Rectifier). 
2.12 - CARACTERÍSTICA DE CARGA DE GATE 
O IGBT além de ser um dispositivo controlado por tensão, necessita 
um pulso de corrente para carregar e descarregar las capacitâncias 
intrinsecas durante a entrada em condução e bloqueio. Esta carga 
normalmente é dada no catálogo do dispositivo na forma de curva com a 
denominação de característica de carga de gate. A área sombreada 
limitada por VGE(on) e VGE(off) representa a energia total requerida 
(ETOT=ΔQ∗ΔV) do circuito de comando de gate, onde a variação de tensão 
de gate-emissor é igual a: ΔV=VGE(on)-VGE(off). A área sombreada acima da 
curva representa a energia dissipada pelo resistor de gate, e a área 
sombreada por debaixo a curva representa a energia fluindo para o gate 
para carregar a capacitância de entrada. O circuito de comando deve ser 
capaz de fornecer energia total. Com a seguinte relação é possível 
encontrar a corrente de pico de gate em função de RG. 
I
V V
RGpk
GE on GE off
G
=
−( ) ( ) (2.1) 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 15 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
Na Fig. 2.12.1, a linha desde 0 até 1 mostra a carga fornecida à 
capacitância de entrada Cies em quanto a tensão gate-emissor cresce desde 
VGE(off) até aproximadamente a tensão de limiar VGE(th). Desde este ponto o 
dispositivo começa a entrar em condução e a corrente de gate tem 
alcançado seu máximo valor (IGpk). 
Desde o ponto 1 para o ponto 2, o efeito Miller toma lugar, a 
capacitância de entrada torna-se bastante grande e a tensão gate-emissor 
permanece constante mesmo com o circuito de comando fornecendo 
corrente ao gate. Durante este intervalo de tempo o circuito de comando 
deve fornecer uma corrente de carga elevada para o gate sem degradar a 
tensão VGE. 
Quando finaliza o efeito Miller, a tensão de gate incremente até 
atingir o valor final de VGE no ponto 3 (normalmente 15V) e o IGBT esta 
em completa condução. Para o Bloqueio do IGBT o ciclo de descarga é 
aproximadamente a mesma pórem inversamente. 
 
0 -800 -400 0 400 800
-12
-8
-4
0
4
Q [nC]
VGE
[V]
G
VGE(on) V = 1200VCE
1200 1600 2000
20
16
12
8
V = 800VCE
VGE(off)
resistor de gate
gate do IGBT
0
1
2
3
 
Fig. 2.12.1 - Característica de Carga de Gate (IGBT de 150A/1600V) [49] 
 
 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 16 
_______________________________________________________________________________ 
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2.13 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA (SOA) 
A área de operação segura (SOA - Safe Operating Area) de um 
interruptor IGBT define os limites da capacidade da máxima corrente de 
coletor IC e da máxima tensão coletor-emissor VCE sob certas condições de 
operação para não provocar a destruição por sobreaquecimento ou ruptura 
dielétrica do material semicondutor por sobretensão. Proteger os IGBTs 
contra distúrbios causados por sobrecorrentes e sobretensões é um tópico 
importante no desenvolvimento de circuitos de potência. Na prática, 
devem ser respeitadas as três condições de área de operação segura, que 
são descritas a seguir. 
2.13.1 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE POLARIZAÇÃO 
DIRETA (FBSOA) 
As curvas FBSOA (Forward Bias Safe Operating Area) que são 
mostradas no exemplo da Fig. 2.13.1, limitam a máxima corrente de 
coletor IC através do dispositivo para um determinado valor de tensão 
coletor-emissor VCE em estado de condução. O tempo de duração dessa 
máxima corrente não deve superar ao valor indicado por meio de (tP) por 
limitações termicas. Cada curva é limitante para um tempo de duração tP 
de um único pulso (ou pulsos repetitivos porém com razão cíclica muito 
baixa (D = 0,01), como mostra a Fig. 2.13.1.1 [11], [12]. Também existe a 
curva para um fluxo de corrente contínua CC, onde o tempo de duração do 
pulso de corrente de coletor é infinito (tP = ∞). É importante realçar que os 
pulsos de corrente de coletor com tempo de duração tP que fluem pelo 
dispositivo, sob determinado valor de tensão coletor-emissor VCE, não são 
repetitivos. Por razões térmicas, o valor da corrente de coletor não pode 
ser excedido, mesmo com boa refrigeração ou operação não repetitiva 
[12]. 
Para uma melhor compreensão, se for considerado um ponto sobre a 
reta de 1ms, istoimplica que o dispositivo pode suportar por 1ms a 
corrente de coletor submetido ao valor de tensão de coletor-emissor 
correspondente ao ponto considerado. Superado este tempo, existe o 
perigo de sua destruição por excesso de temperatura. 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 17 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
Como mostra a figura, as retas inclinadas são devido às limitações 
térmicas, dissipação de potência e capacidade de corrente dos terminais 
metálicos internos. 
0.1
10
100
1000
[A]
10 100 1000 10000
10 s
100 s
CC
100ms
10ms
1ms
tp =
cI
V = f (Ic)
CEV [V]
CEsat
Tcase = 25 C
T = 150 C
D = 0,01
SKM50GB100D
o
o
1
J
μ
μ
1
 
D = 
tp
tc
Ic
ICM
tp
t = 1/fc
t
di /dtc
 
Fig. 2.13.1.1 - Área de Operação Segura FBSOA para Pulsos Repetitivos 
(SEMIKRON). 
 
2.13.2 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE COMUTAÇÃO DE 
BLOQUEIO (RBSOA) 
A área de operação segura de comutação de bloqueio (turn-off 
switching SOA), também conhecida na literatura como RBSOA (Reverse 
Bias Safe Operating Area) [11], é mostrada no exemplo das Figs. 2.13.2.1 
e 2.13.2.2. Esta área é delimitada pela curva entre a corrente de coletor IC, 
e a tensão coletor-emissor VCE durante a comutação de bloqueio. A 
corrente de coletor não deve superar os limites por motivo de limitação de 
dissipação de energia [13]. O tempo da ocorrência simultânea de corrente 
de coletor IC e tensão coletor-emissor VCE durante o bloqueio não é 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 18 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
indicado pelo fabricante, pois os tempos de comutação são pequenos em 
relação aos pulsos que o IGBT pode suportar na área de operação segura 
FBSOA. Esta é a principal razão para que esta área seja do tipo retangular. 
Esta área é importante para projetar um circuito snubber e garantir a 
tensão coletor-emissor VCE dentro dos limites do RBSOA quando o IGBT 
é bloqueado. 
O tempo de descida da corrente de coletor depende do valor da 
resistência RGE, portanto o dispositivo é caracterizado como uma função 
de RGE para uma carga resistiva bem como para uma carga indutiva. Esta 
área é normalmente fornecida pelo fabricante. 
No IGBT, não há fenômeno de segunda avalanche envolvida no 
bloqueio como no caso do transistor bipolar BJT [6]. Como já foi 
mencionado, o fenômeno de segunda avalanche acontece devido a pontos 
sobreaquecidos causados pelo rápido crescimento da corrente de coletor 
sob condições de elevadas tensões e estes pontos causam a falha do 
dispositivo. 
Observa-se que os valores máximos de VCE e IC devem ser 
obedecidos, conforme a àrea de operação segura de bloqueio fornecida 
pelo fabricante do IGBT, incluindo-se no máximo valor de VCE as 
sobretensões que ocorrem durante o bloqueio. 
0 400 800 1200 1600
0
20
40
60
80
SKM50GB100D
V [V]
I C
[A]
CE
100
 
Fig. 2.13.2.1 - Área de Operação Segura de Comutação de Bloqueio (Semikron). 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 19 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
0.1
1
10
100
10 100 1000
V [V]CE
Ic [A]
V = 20VGE
IRGPH40F
1 10000
T = 125 Cj o
 
Fig. 2.13.2.2 - Área de Operação Segura de Comutação de Bloqueio, 
(International Rectifier). 
 
2.13.3 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE CURTO-CIRCUITO 
(SCSOA) 
A corrente de coletor no IGBT é limitada pela tensão de gate e sua 
transcondutância. O dispositivo é capaz de suportar correntes não 
repetitivas de curta duração de até 10 vezes o valor da corrente nominal 
(durante alguns microsegundos) [15]. 
A área é delimitada pela reta que indica a máxima corrente de curto-
circuito de coletor sob condições de tensão coletor-emissor VCE. A área de 
operação segura de curto-circuito não é geralmente mostrada pelos 
fabricantes dos dispositivos nos catálogos, mas existe um consenso 
generalizado de todos eles indicando que os dispositivos são capazes de 
suportar correntes de coletor de curto-circuito da ordem de 10 vezes a 
corrente nominal. Existem tecnologias que pelas características 
construtivas de fabricação permitem o grampeamento das correntes de 
curto-circuito em valores menores ao indicado anteriormente. Por exemplo 
os IGBTs da Powerex/Mitsubishi, para a classe de 600V grampeam em 
seis vezes a corrente nominal e para a classe de 1200V grampeam em oito 
vezes a corrente nominal, como é mostrado no exemplo da Fig. 2.13.3.1 
[13]. A proteção de curto-circuito deve ser ajustada para atuar num tempo 
menor ao indicado nas recomendações, devido aos retardos entre o sinal 
de comando e o efetivo bloqueio do interruptor. A proteção utilizada para 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 20 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
estas situações deve ser ativa; isto implica que o dispositivo deve ser 
bloqueado através do gate aplicando uma tensão nula. Para um melhor 
entendimento será descrita a área da Fig. 2.13.3.1 (classe 600V): um IGBT 
com estas características suporta um pulso de corrente de curto-circuito de 
coletor de seis vezes a corrente nominal por um tempo de 10μs sob 
condições de tensão VCE de 0 até 500V onde, passado este tempo, o 
dispositivo será destruído por sobre-aquecimento. 
 
200 400 600 800 1000 12000 100 200
3x
300 400 500 600
0
4x
1x
2x
3x
4x
5x
6x
7x
0
1x
2x
5x
6x
7x
9x 9x
8x8x
10x 10x
0
V [V]
cI 
CE
(NORM.)
Ic
(NORM.)
V [V]CE
CONDIÇÕES DE TESTE:
Vcc < 400V
Tj = 25 ~ 125 C
V = +/- 15VGE
t = 10us
CONDIÇÕES DE TESTE:
Vcc < 800V_
Tj = 25 ~ 125 C
V = +/- 15VGE
t = 10us
CLASSE 600V CLASSE 1200V
_
o
wo
w
 
Fig. 2.13.3.a - SOA de Curto-circuito para IGBTs da Classe 600V e 1200V 
(POWEREX). 
 
Normalmente, a capacidade de curto-circuito de um IGBT é testada 
pelos circuitos que são apresentados a seguir: 
Caso-1.- Quando o IGBT entra em condução (turn on) sob curto-
circuito existente. O dispositivo encontra-se em paralelo diretamente com 
uma fonte de alimentação como é mostrado na Fig. 2.13.3.2. 
Caso-2.- Quando no estado de condução normal do IGBT ocorre o 
curto-circuito, como é mostrado na Fig. 2.13.3.2. 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 21 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
Em ambos os casos, a corrente de curto-circuito cresce rapidamente 
de uma maneira linear devido à presença das indutâncias parasitas da 
fiação. Devido à elevada densidade de corrente de curto-circuito, a 
temperatura de junção sobe e, como conseqüência, a transcondutância 
decresce provocando saturação da corrente de curto circuito. Deste modo, 
a partir de um valor de pico a corrente sofre uma redução, como mostram 
as formas de onda da Fig. 2.13.3.2. Para proteger o IGBT da destruição, a 
corrente deve ser bloqueada através do gate antes do término do intervalo 
de tempo tW (intervalo de duração de curto-circuito) recomendado. 
Ic
circuito teste
G
R
CEV
E
C
G
GEV
L1
Vcc
CEV
GEV
GE
E
GRG
L12
L11
Q1(on)
Q2(off)
Q3(on)Q4(off) curto
Vcc
Ic
dv/dt
VCE(pk)
VCE
ccV
cp
Ic
I
t
C(off)IGEV
W
Ic
VCE(pk)
tW
Vcc
Icp
dv/dt GEV
Q1(on)
circuito teste
a ) CURTO-CIRCUITOCASO-1 b ) CURTO-CIRCUITO CASO-2
IGBT (on)
C
 
Fig. 2.13.3.b - Casos de Curto-circuitos Comuns em IGBTs. 
 
No bloqueio, em ambos os casos acontece uma sobretensão sobre o 
dispositivo devido à indutância parasita da fiação (V
CE =Ls*dic/dt). Este 
pico de tensão não deve ser maior ao valor limite de avalanche SOA 
especificado para o dispositivo. 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 22 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
É possível proteger o dispositivo se forem conhecidos todos os 
parâmetros: duração do pulso de corrente de curto-circuito tw, máxima 
tensão coletor-emissor VCE, tensão gate-emissor VGE, temperatura de 
junção Tj, resistência de gate RG. 
Entre os dois casos de curto-circuitos, o caso-2 é o mais crítico 
devido à derivada dvCE/dt da tensão coletor-emissor VCE, que cresce desde 
VCEsat . Esta derivada permite deslocamento de corrente através da 
capacitância CCG (capacitância Miller) incrementando a tensão gate-
emissor VGE e, como conseqüência, elevando o pico de corrente de curto-
circuito Icp. 
2.14 - TRANSCONDUTÂNCIA 
A transcondutância para os IGBTs é definida como sendo a relação 
entre a variação de corrente de coletor e a tensão de gate-emissor: 
g I
Vfs
C
GE
=
Δ
Δ
 para VCE = constante (2.2) 
A capacidade de condução de corrente de coletor de um 
semicondutor é limitada pela transcondutância. No IGBT a 
transcondutância sobe até níveis de corrente que estão acima de sua 
capacidade térmica e só decresce em correntes muito elevadas. A 
transcondutância apresenta coeficiente de temperatura negativo (isto 
implica que reduz com o aumento da temperatura) ajudando a proteger o 
IGBT sob condições de curto-circuito [15]. 
A trancondutância normalemte é mostrada em função da corrente de 
coletor IC no catálogo do dispositivo como é mostrado no exemplo da 
Fig. 2.14.1. 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 23 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
0 20 40 60 80 100
0
10
20
30
40
SKM50GB100D
Ic [A]
gfs
[S]
 
Fig. 2.14.1 - Curva de Transcondutância Direta (Semikron). 
2.15 - CARACTERÍSTICAS DE COMUTAÇÃO DO IGBT E DIODO 
COM CARGA INDUTIVA 
A seguir é realizada uma descrição da comutação do IGBT e diodo 
de roada livre com uma carga puramente indutiva indutiva. 
2.15.1 - DESCRIÇÃO DAS ETAPAS DE OPERAÇÃO DURANTE A 
COMUTAÇÃO 
Para describir a operação do IGBT com uma carga indutiva é 
utilizado o circuito da Fig. 2.15.1.1. Neste circuito é descrito a comutação 
do IGBT T2 e do diodo D1. A operação do dispositivo T1 e diodo D2 é 
similar à operação do dispositivo T2 e diodo D1. Para análisar as etapas, 
são consideradas as indutâncias parasitas de fiação do layout, 
capacitâncias intrinsecas do IGBT e o problema de recuperação do diodo 
de roda livre durante seu bloqueio. As princiapis formas de onda da 
operação de T2 e diodo D1 do circuito da Fig. 2.15.1.1 são mostradas na 
Fig. 2.15.1.2. 
 
 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 24 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
s2L
D
D
T
T o
L
I
s1L
ccV
1S
2S
2
2
1
1
RG(on)
RG(off)VG2
RG(on)
RG(off)VG1
 
Fig.2.15.1.1 - Circuito para Describir a Operação do IGBT 
 
a ) - Na Entrada em Condução 
Primeira Etapa (to-t1): A tensão gate-emissor (VGE) é aplicada em to 
utilizando-se um resistor em série com o gate RG(on) . A tensão gate-
emissor começa a crescer, carregando a capacitância gate-emissor (CGE) 
de T2 . Nesta etapa, a tensão gate-emissor supera a tensão de limiar, 
permitindo a entrada em condução de T2. A corrente de coletor ainda 
permanece nula durante esta etapa. A corrente Io encontra-se em roda livre 
através do diodo D1. A tensão coletor-emissor sobre T2 é igual a VCC. Esta 
etapa é conocida como tempo de retardo na entrada em condução do 
IGBT. 
Segunda Etapa (t1-t2): Esta etapa inicia no instante t1. A tensão 
gate-emissor continua crescendo nesta etapa. A corrente de coletor através 
de T2 começa a crescer a partir de zero e, a corrente através do diodo D1 
começa a decrescer desde Io. A variação de corrente de coletor induze 
tensão nas indutâncias parasitas LS1 e LS2. A tensão sobre o diodo D1 
permanece em seu valor de condução VF. Isto significa que a tensão 
coletor-emissor começa a cair devido à queda de tensão nas indutâncias 
parasitas. Esta etapa finda em t2 quando a corrente de coletor de T2 
alcança o valor de Io . 
Terceira Etapa (t2-t3): Em t2, a corrente através do diodo D1 é nula e 
a partir deste instante o diodo necessita tempo para recuperar. Durante a 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 25 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
recuperação o diodo não pode suportar tensão reversa, portanto, a tensão 
sobre o diodo permanece no valor de condução VF. O diodo começa a 
extraer corrente de recuperação reversa da fonte de alimentação (VCC). A 
corrente de coletor através de T2 incrementa acima do valor de Io. 
t
t
t
VGE(T2)
VCE(T2)
C(T2)I
t
t t t t t t to 1 2 53 4 t6 t7 t8 t9 t10
D(D1)I
VCC
IO
11
t
VF
D(D1)V
-VCC
-Vpk
 
 
Fig. 2.15.1.2 - Principais Formas de Onda Durante a Operação de T2 e D1. 
 
INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC 
Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 26 
_______________________________________________________________________________ 
_______________________________________________________________________________ 
Quarta Etapa (t3-t4): No instante t3, a corrente através de T2 é igual 
à soma da corrente Io e da corrente de pico de recuperação reversa Irr do 
diodo D1. O diodo D1 a partir de t3 começa a recobrar seu capacidade de 
bloqueio reverso, e a corrente de recuperação reversa decresce até ficar 
nula. A subida de tensão sobre o diodo D1 causa uma rápida descida da 
tensão coletor-emissor VCE sobre T2. Durante esta etapa, uma quantidade 
de energia é dissipada no IGBT T2 assí como no diodo D1. A derivada 
negativa sobre T2 (dvCE/dt) permite fluxo de corrente desde o gate para o 
coletor através da capacitância gate-emissor CGC, causando uma queda 
momentânea da tensão gate-emissor. 
Quinta Etapa (t4-t5): Durante este intervalo, a tensão coletor-
emissor sobre T2 é igual à tensão de condução ou tensão de saturação 
VCEsat . A tensão gate-emissor (VGE) é justamente suficiente para suportar 
a corrente Io. Como a tensão de saída do circuito de comando é constante 
por um lado e a tensão VGE é constante por outro lado, a corrente através 
do resistor RG(on) é também constante. Esta corrente flui através a 
capacitância de Miller CGC carregando a mesma. Esta capacitância é 
bastante grande em relação à capacitância CGE. Após do instante t5 a 
tensão gate-emissor cresce até alcançar a tensão de saída do circuito de 
comando. 
b ) - No Bloqueio 
Sexta Etapa (t6-t7): Em t6 inicia o bloqueio de T2. Como a tensão de 
gate é reduzida, a capacitância gate-emissor CGE começa a descarregar. O 
diodo D1 encontra-se polarizado reversamente, portanto, a corrente através 
dele é nulo. A tensão coletor-emissor sobre T2 é igual ao valor da tensão 
de saturação (VCEsat) e seu corrente de coletor permanece no valor de Io. 
Sétima Etapa (t7-t8): Neste intervalo a tensão gate-emissor é 
justamente suficiente para suportar a corrente de coletor de T2. A corrente 
de coletor continua