PauloVS-DISSERT

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UNIVERSIDADE DO RIO GRANDE DO NORTEFEDERAL
UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORTE
CENTRO DE TECNOLOGIA
PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA
E DE COMPUTAÇÃO
Implementação Experimental de Filtro Ativo
Paralelo de Potência com Aplicação a Gerador
de Indução Trifásico
Paulo Vitor Silva
Orientador: Prof. Dr. Ricardo Ferreira Pinheiro
Co-orientador: Prof. Dr. Andrés Ortiz Salazar
Dissertação de Mestrado apresentada ao
Programa de Pós-Graduação em Engenharia
Elétrica e de Computação da UFRN (área
de concentração: Automação e Sistemas)
como parte dos requisitos para obtenção do
título de Mestre em Ciências em Engenharia
Elétrica.
Número de ordem PPgEEC: M273
Natal-RN, junho de 2010
Divisão de Serviços Técnicos
Catalogação da Publicação na Fonte. UFRN / Biblioteca Central Zila Mamede
Silva, Paulo Vitor.
Implementação experimental de filtro ativo paralelo de potência com apli-
cação a gerador de indução trifásico / Paulo Vitor Silva. - Natal, RN, 2010.
61 f.
Orientador: Ricardo Ferreira Pinheiro.
Co-orientador: Andrés Ortiz Salazar.
Dissertação (Mestrado) - Universidade Federal do Rio Grande do Norte. Cen-
tro de Tecnologia. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e de
Computação.
1. Gerador de indução - Dissertação. 2. Filtro ativo paralelo de potência -
Dissertação. 3. Potências instantâneas - Dissertação. 4. DSP - Dissertação. I.
Pinheiro, Ricardo Ferreira. II. Salazar, Andrés Ortiz. III. Universidade Federal
do Rio Grande do Norte. IV. Título.
RN/UF/BCZM CDU 621.313.332 (043.3)
Implementação Experimental de Filtro Ativo
Paralelo de Potência com Aplicação a Gerador
de Indução Trifásico
Paulo Vitor Silva
Dissertação de Mestrado aprovada em 28 de junho de 2010 pela banca examinadora com-
posta pelos seguintes membros:
Prof. Dr. Ricardo Ferreira Pinheiro (orientador) . . . . . . . . . . . . . . . . DCA/UFRN
Prof. Dr. Andrés Ortiz Salazar (co-orientador) . . . . . . . . . . . . . . . . . . DCA/UFRN
Prof. Dr. Fernando Luiz Marcelo Antunes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . DEE/UFC
Profa Dr. Manoel Firmino de Medeiros Júnior . . . . . . . . . . . . . . . . . . DCA/UFRN
Aos meus pais - José Hermano e
Auristela Vitor
À minha irmã - Priscilla
Ao meu irmão - Pablo
À minha namorada - Fernanda
Agradecimentos
À Deus, por permitir que esse momento tão importante acontecesse em minha vida.
Aos meus pais Hermano e Auristela e aos meus irmãos Priscilla e Pablo, que sempre
estiveram do meu lado não só na realização deste trabalho, mas em todos os momentos
da minha vida.
À minha namorada Fernanda, por todo apoio, carinho e compreensão.
Aos Professores Ricardo Ferreira Pinheiro e Andrés Ortiz Salazar, pelos ensinamentos e
orientações acadêmicas.
A todos os meus familiares e amigos, que me incetivaram e me apoiaram nessa etapa de
minha vida.
Aos amigos companheiros do PPGEEC que me ajudaram sempre que precisei, em espe-
cial, à Valci Victor, Luciano Júnior, Marcos Milfont e Jefferson Dolan que me transmiti-
ram seus conhecimentos e experiências profissionais durante este período.
Aos funcionários da UFRN e a todos que, direta ou indiretamente, contribuíram para a
realização deste trabalho.
Resumo
Este trabalho descreve a implementação experimental de um filtro ativo paralelo de
potência aplicado a um gerador de indução trifásico. A estratégia de controle do filtro
ativo voltou-se para o controle de excitação da máquina e para a minimização dos har-
mônicos na corrente de saída do gerador. Envolveu a implementação de um chaveamento
PWM digital, tendo sido realizada a comparação de duas técnicas para obtenção das cor-
rentes de referência.
A primeira técnica se baseia no método referencial síncrono dq e a segunda na teoria
das potências instantâneas. A comparação é realizada via simulação e resultados experi-
mentais.
Para obtenção dos resultados experimentais, foi montada uma bancada experimental
e o controle e comunicações necessárias foram implementados utilizando-se um DSP -
TMS320F2812.
Os resultados de simulação e experimentais obtidos comprovaram a eficiência do filtro
para a aplicação, com destaque para a técnica das potências instantâneas.
Palavras-chave: Gerador de Indução, Filtro Ativo Paralelo de Potência, Potências
Instantâneas, DSP.
Abstract
This work describes the experimental implementation of a shunt active power filter
applied to a three-phase induction generator. The control strategy of active filter turned
to the excitation control of the machine and to decrease the harmonics in the generator
output current. Involved the implementation of a digital PWM switching, and was made
a comparison of two techniques for obtaining the reference currents.
The first technique is based on the synchronous dq reference method and the second
on the theory of instantaneous power. The comparison is performed via simulation and
experimental results.
To obtain the experimental results, was mounted a bench trial and the control and
communications needed were implemented using DSP - TMS320F2812.
The simulation results and experimental data proved the efficiency of the filter to
apply, highlighting the technique of instantaneous power.
Keywords: Induction Generator, Shunt Active Power Filter, Instantaneous Power,
DSP.
Sumário
Sumário i
Lista de Figuras iii
Lista de Tabelas v
Lista de Símbolos e Abreviaturas vii
1 Introdução 1
1.1 Considerações Preliminares . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1
1.1.1 Demanda de Energia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1
1.2 Revisão Bibliográfica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
1.2.1 Topologias de Aerogeradores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
1.2.2 Filtros Ativos de Potência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
1.2.3 Harmônicos na Rede . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
1.3 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
2 Fundamentação Teórica 11
2.1 Teoria de Máquinas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
2.2 Teoria Generalizada das Potências Instantâneas . . . . . . . . . . . . . . 12
2.2.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.2.2 Modelagem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.3 Método de Sincronismo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.4 Estratégias para a Determinação das Correntes de Referência . . . . . . . 15
2.4.1 Referências de corrente através de Referencial Síncrono dq . . . . 16
2.4.2 Referências de corrente através das Potências Instantâneas . . . . 16
2.5 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
3 Projeto Experimental 19
3.1 Estrutura Laboratorial . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
3.1.1 Motor CC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
3.1.2 Gerador de Indução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
3.1.3 Capacitor de Compensação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
3.1.4 Bloco dos Sensores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
3.1.5 Interface de Comando dos Pulsos . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
3.1.6 Inversor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
i
3.1.7 Carga Não-linear . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
3.2 Recursos Computacionais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
3.2.1 DSP - TMS320F2812 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
3.2.2 Algoritmo Implementado - Diagramas de Blocos . . . . . . . . . 28
3.3 Esquema Geral de Montagem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
3.4 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
4 Resultados 33
4.1 Resultados de Simulações . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
4.1.1 Referencial Síncrono dq . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
4.1.2 Referencial pelas Potências Instantâneas . . . . . . . . . . . . . . 37
4.2 Resultados Experimentais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.2.1 Referencial Síncrono dq . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
4.2.2 Referencial pelas Potências Instantâneas . . . . . . . . . . . . . . 47
4.3 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
5 Conclusão e Sugestões para Trabalhos Futuros 51
5.1 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
5.2 Sugestões para Trabalhos Futuros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
Referências bibliográficas 53
A Esquemáticos 59
A.1 Sensor de Tensão ca . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
A.2 Sensor de Tensão cc . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
A.3 Esquemático - Driver . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
Lista de Figuras
1.1 Gerador de Indução - Gaiola de Esquilo . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
1.2 Gerador Síncrono . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
1.3 DFIG . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
1.4 Filtro Ativo de Potência Paralelo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
1.5 Filtro Ativo de Potência Série . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
1.6 Filtro Ativo de Potência Híbrido . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
1.7 Filtro Ativo de Potência Universal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
2.1 Transformação 123 para dq. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.2 Diagrama de Cálculo das Potências Instantâneas. . . . . . . . . . . . . . 13
2.3 Seno e cosseno obtidos a partir do uso do método de sincronização proposto. 15
2.4 Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 1. . . . . . 16
2.5 Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 2. . . . . . 17
3.1 Máquina CC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
3.2 Máquina de Indução de rotor bobinado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
3.3 Conjunto: Motor CC + Gerador de Indução. . . . . . . . . . . . . . . . . 21
3.4 Capacitor de Compensação. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
3.5 Bloco de Sensores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
3.6 Placa de Condicionamento dos Pulsos PWM. . . . . . . . . . . . . . . . 23
3.7 Placa de Condicionamento conectada aos Drivers. . . . . . . . . . . . . . 23
3.8 Inversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
3.9 Indutor de Acoplamento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
3.10 Carga não-linear. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
3.11 DSP TMS320F2812 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
3.12 Visão Geral do Módulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
3.13 Leituras de Sinais via DSP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
3.14 Representação do algoritmo implementado - Técnica 1 . . . . . . . . . . 28
3.15 Representação do algoritmo implementado - Técnica 2 . . . . . . . . . . 30
3.16 Visão Geral do Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30
3.17 Quadro - acionamento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
3.18 Visão Geral do Sistema. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
4.1 Tensão trifásicas da rede. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
4.2 Corrente de Carga - Fase A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
4.3 Espectro de Freqüências - Corrente de Carga. . . . . . . . . . . . . . . . 34
4.4 Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 1. . . . . . 35
iii
4.5 Corrente do Filtro - Fase A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
4.6 Corrente da Fonte - Fase A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
4.7 Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Fase A. . . . . . . . . . . . 36
4.8 Tensão no Barramento cc . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
4.9 Corrente da Fonte / Corrente de Carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
4.10 Tensão da Fonte / Corrente da Fonte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
4.11 Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 2. . . . . . 38
4.12 Potência Ativa Instantânea . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
4.13 Potência Reativa Instantânea . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
4.14 Potência Ativa Oscilante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
4.15 Potência Ativa Real . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
4.16 Corrente do Filtro - Fase A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
4.17 Corrente da Fonte - Fase A - Parcela reativa . . . . . . . . . . . . . . . . 40
4.18 Corrente da Fonte - Fase A - Parcela ativa oscilante . . . . . . . . . . . . 40
4.19 Corrente da Fonte - Fase A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41
4.20 Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Fase A . . . . . . . . . . . 41
4.21 Tensão no Barramento cc . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
4.22 Corrente da Fonte / Corrente da carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
4.23 Tensão da Fonte / Corrente da Fonte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
4.24 Tensões trifásicas de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.25 Correntes da Carga não-linear. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.26 Espectro de Freqüências - Corrente de Carga. . . . . . . . . . . . . . . . 44
4.27 Tensão e Corrente da fonte - Fase A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
4.28 Tensão da Fonte / Corrente da Fonte / Corrente de Carga. . . . . . . . . . 44
4.29 Tensão e Corrente da Fonte - Fase A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
4.30 Tensão da Fonte / Corrente da Fonte / Corrente de Carga - Fase A. . . . . 45
4.31 Corrente do Filtro - Via DSP. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
4.32 Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Técnica 1. . . . . . . . . . 46
4.33 Tensão da Fonte e Corrente da Fonte - Fase A. . . . . . . . . . . . . . . . 47
4.34 Tensão da Fonte / Corrente da Fonte / Corrente de Carga - Fase A. . . . . 47
4.35 Aspectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Técnica 2. . . . . . . . . . 48
4.36 Corrente do Filtro - Via DSP. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48
4.37 Potências Instantâneas Ativa e Reativa, respectivamente. . . . . . . . . . 48
4.38 Potências Ativa Oscilante e Real, respectivamente. . . . . . . . . . . . . 49
A.1 Sensor de Tensão ca. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
A.2 Sensor de Tensão cc. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
A.3 Esquema - Driver. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61
Lista de Tabelas
1.1 Potência eólica instalada de 1997 à 2007. Fonte: Atlas de Energia Elétrica
do Brasil - 3a edição. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2
1.2 Potência eólica instalada em 2007. Fonte: Atlas de Energia Elétrica do
Brasil - 3a edição. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
v
1.5cm
Capítulo 1
Introdução
1.1 Considerações Preliminares
1.1.1 Demanda de Energia
O sistema elétrico brasileiro vem demonstrando uma crescente necessidade por novas
fontes de energia para suprir a demanda energética decorrente do crescimento popula-
cional, das necessidades do crescimento econômico e dos avanços tecnológicos.
A partir do racionamento de energia ocorrido em 2001, várias políticas públicas foram
criadas para incentivar a exploração de novas fontes de energia, com a finalidade de me-
lhorar a confiabilidade no abastecimento de energia, principalmente através de fontes
renováveis (PEREIRA, 2004).
Uma dessas políticas foi o Programa Emergencial de Energia Eólica (PROEÓLICA),
que tinha como objetivo incentivar investimentos na área da geração eólica por meio de
benefícios, tais como, garantir a compra de energia gerada por um prazo mínimo de 15
anos e garantir preços determinados pelaAgência Nacional de Energia elétrica (ANEEL).
Através da Lei n◦ 10.438 de 15 de abril de 2002, foi regulamentado o Programa de
Incentivo às Fontes Alternativas de Energia Elétrica (PROINFA), que estabeleceu a con-
tratação de 3.300 MW de energia no Sistema Interligado Nacional em esquema de geração
distribuída produzidos por, biomassa, pequenas centrais hidrelétricas e fontes de energia
eólica (MME).
De um modo geral, esses projetos procuram diversificar a matriz energética brasileira,
o que também resultou em um crescente interesse das empresas em investirem no desen-
volvimento de novas tecnologias (ANEEL).
Nessa procura pela diversidade de fontes, a energia eólica se tornou uma das mais
vantajosas opções, o que também está fortemente relacionado à questão ambiental, devido
ao baixo impacto causado por essa fonte de energia, tema muito discutido atualmente.
Dentre as principais vantagens encontradas na energia eólica, podem-se destacar:
• Mínimo impacto ambiental (baixo ruído, energia limpa e renovável);
• Pequena área de construção e movimentação de terra;
• Incidência nula sobre as características físico-químicas do solo;
• Fonte inesgotável;
• Não emite gases poluentes nem gera resíduos de longa duração;
2 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO
• Os parques eólicos são compatíveis com outros usos e utilizações do terreno (como,
por exemplo, a agricultura ou a pecuária);
• Os recursos eólicos do mundo, viáveis de serem utilizados, são maiores que a de-
manda mundial de energia.
A energia eólica já vem sendo utilizada há muito tempo, porém suas aplicações se
resumiam a atividades voltadas para geração de energia mecânica, como movimentação
de barcos, bombeamento de água e moagem de grãos. Para geração de energia elétrica, os
estudos se iniciaram no século XIX, mas foi somente em 1976, na Dinamarca, a ligação
do primeiro aerogerador ligado a rede elétrica (MME).
Inicialmente, o custo para implantação das turbinas eólicas era muito elevado em com-
paração a outras fontes de energia. No entanto, com os avanços tecnológicos, essa relação
custo-benefício vem decrescendo bastante, tornando essa alternativa cada vez mais com-
petitiva. Alguns desses avanços foram:
• Avanço no estudo da aerodinâmica das pás tornando a turbina mais eficiente, re-
sistente e segura;
• Redução de custos e aumento da robustez de equipamentos de eletrônica de potên-
cia;
• Desenvolvimento de novas estratégias de controle e operação de aerogeradores.
• Avanço na tecnologia de engenharia de materiais;
Diversas pesquisas comprovam o crescimento da energia eólica no cenário mundial.
De acordo com a ANEEL, a capacidade instalada mundial da energia eólica aumentou
1.155% entre 1997 e 2007, como é mostrado na Tabela 1.1:
Tabela 1.1: Potência eólica instalada de 1997 à 2007. Fonte: Atlas de Energia Elétrica do
Brasil - 3a edição.
Durante esses anos, os principais países que investiram nessa área foram Alemanha,
Estados Unidos e Espanha, de acordo com a Tabela 1.2, que concentram quase 60% da
capacidade total instalada em 2007. Pode-se também destacar a posição do Brasil em 25◦
lugar.
Outro dado muito importante é que estimativas apontam que o potencial eólico do
mundo chegue a 500 mil TWh por ano. Embora apenas 10% desse total seja tecnicamente
1.2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA 3
Tabela 1.2: Potência eólica instalada em 2007. Fonte: Atlas de Energia Elétrica do Brasil
- 3a edição.
utilizado, já representam mais de 250% da produção mundial de energia elétrica em 2007,
que foi de 18,9 mil TWh. Com isso, pode-se justificar o crescente interesse em investir
no desenvolvimento de tecnologias para a produção de energia eólica.
1.2 Revisão Bibliográfica
Nesta seção do trabalho é apresentada uma revisão bibliográfica envolvendo as topolo-
gias de aerogeradores existentes, assim como um maior detalhamento sobre Filtros Ativos
de Potência, explorando as suas características, classificações e modelos.
1.2.1 Topologias de Aerogeradores
Os aerogeradores podem ser classificados quanto a diversos fatores, tais como: tipo
de máquina (síncrona ou assíncrona), controle de potência e formas de conexão à rede
elétrica. Atualmente existem três configurações básicas para os aerogeradores: gerador de
indução com rotor em gaiola, gerador síncrono e gerador de indução com rotor bobinado
duplamente excitado (DFIG) (BAZZO, 2007).
Gerador de Indução - Gaiola
Na primeira configuração, vista na Figura 1.1, é necessária uma caixa multiplicadora
de velocidade, devido ao baixo número de pólos do gerador, o estator é ligado diretamente
4 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO
à rede elétrica e o gerador opera com velocidade fixa (com uma pequena variação devido
ao escorregamento que varia com a carga).
Apesar dessa configuração apresentar vantagens em relação ao DFIG no que diz res-
peito ao custo de implantação e manutenção e à simplicidade do rotor tipo gaiola, o fato
de operarem com velocidade fixa impede o aproveitamento da potência máxima para ve-
locidades de vento diferentes da nominal (BAZZO, 2007 e NUNES, 2003).
Figura 1.1: Gerador de Indução - Gaiola de Esquilo
Gerador Síncrono
No aerogerador com gerador síncrono, apresentado na Figura 1.2, o elevado número
de pólos dispensa a utilização de uma caixa de engrenagens. Como a freqüência gerada
varia diretamente em relação a velocidade da turbina, ou seja, com a velocidade do vento,
a conexão com a rede elétrica se dá através de um conversor de freqüência.
Comparada à configuração anterior, apesar de necessitar de um gerador mais caro e
de um conversor de freqüência, ela dispensa a caixa de engrenagens e pode trabalhar com
velocidade variável, o que resulta num melhor aproveitamento energético (OLIVEIRA,
2006).
Figura 1.2: Gerador Síncrono
DFIG
A última configuração é uma máquina de indução com rotor bobinado, cujo estator é
ligado à rede de forma direta e o rotor é conectado na rede elétrica através de um con-
1.2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA 5
versor de potência bi-direcional conhecido como back-to-back (FERREIRA, 2005). A
Figura 1.3 apresenta de forma esquemática a configuração. O DFIG também opera com
velocidade variável, multiplicador de velocidade e utiliza o conversor no circuito do rotor.
Apesar de algumas desvantagens como a necessidade da caixa multiplicadora de ve-
locidade, diversas vantagens podem ser destacadas, como por exemplo:
• A maior parte da potência é transferida diretamente do estator da máquina para a
rede elétrica;
• Opera com velocidade variável;
• Tamanho reduzido do conversor de freqüência, pois os mesmos são dimensionados
para cerca de 30 % da potência total do sistema;
• Flexibilidade para controle, já que o conversor conectado ao rotor amplia recursos
de controle;
• Controle independente de potência ativa e reativa.
Figura 1.3: DFIG
Entre os trabalhos realizados sobre o DFIG, podem-se destacar aqueles com objetivo
de realizar estudos sobre a conexão à rede elétrica (ZHANG et al, 2006), a modelagem
(GHENNAM at al, 2009), o aprimoramento e desenvolvimento das técnicas de controle
(VIEIRA et al, 2008 e YIN et al, 2006) e os dispositivos extras utilizados nessa configu-
ração (ZHANG, 2007).
1.2.2 Filtros Ativos de Potência
Introdução
Inicialmente, os projetos realizados para compensação de harmônicos focavam o uso
de elementos passivos, em geral, filtros formados praticamente por capacitores e indu-
tores. Apesar das vantagens com relação à facilidade no projeto dos componentes e
ao baixo custo, a filtragem por elementos passivos apresenta problemas em relação ao
tamanho elevado dos componentes, valores de compensação fixos e o fato dos elementos
poderem entrar em ressonância com a rede de alimentação (DAS, 2004).
Com os avanços dos dispositivos semicondutores, iniciaram-se os projetos voltados
para os filtros ativos de potência. Esses filtros são classificados de acordo com a topologia,
6 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO
o tipo de conversor de potência utilizado, número de fases e o número de níveis. Nesse
contexto, os filtros ativos apresentam uma forma dinâmica de correção,adaptando-se às
variações da carga (AKAGI, 1996 e SINGH et al, 1999).
Topologias
Em relação às topologias, diversos trabalhos foram publicados sobre as diferentes
classes de filtro ativo de potência, descrevendo o princípio de funcionamento, a estrutura,
a viabilidade de implantação, as vantagens e as desvantagens individuais de cada um. Os
filtros ativos podem ser classificados em relação à topologia como: paralelo, série, híbrido
e universal.
O filtro ativo em paralelo é um dos mais utilizados para compensação de harmônicos.
Nesse tipo de filtro, visto na Figura 1.4, o inversor injeta uma corrente que, somada à cor-
rente da fonte, ocasione o cancelamento dos harmônicos de corrente, resultando apenas na
componente fundamental de corrente para abastecer o sistema. Essa topologia é utilizada
para eliminar os harmônicos de corrente, a compensação de reativo e o balanceamento de
correntes desequilibradas (CARDONER et al, 2007 e AREDES et al, 1997).
Figura 1.4: Filtro Ativo de Potência Paralelo
O filtro ativo em série, apresentado na Figura 1.5 tem como principais finalidades
eliminar os harmônicos de tensão, além de balancear e regular a tensão no ponto terminal
da linha ou da fonte. Esse modelo de filtro consiste na injeção de uma tensão em série
com a tensão da fonte através do uso de um transformador de acoplamento. Essa ten-
são injetada terá um valor tal que, somado com o da fonte, resulte numa forma de onda
senoidal livre de harmônicos.
Uma das principais desvantagens consiste na corrente de carga ser a mesma que passa
pelo filtro, resultando em maiores perdas por chaveamento, já que trabalha com correntes
mais elevadas, mas leva vantagens no que diz respeito à eliminação de harmônicos de
tensão e ao balanceamento de sistemas com desequilíbrios de tensão.
O filtro ativo híbrido surgiu como uma forma de aliviar essa relação custo-benefício
em relação ao filtro paralelo. Essa topologia, vista na Figura 1.6 representa a junção do
filtro passivo e do filtro ativo, trazendo as vantagens de cada um, diminuindo o problema
de ressonância dos elementos passivos e reduzindo os harmônicos de corrente e de tensão.
1.2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA 7
Figura 1.5: Filtro Ativo de Potência Série
Geralmente são encontradas as seguintes configurações nos filtros híbridos: filtro ativo
paralelo com passivo paralelo e o filtro ativo série com passivo paralelo, sendo esse último
o mais utilizado (VALDEZ et al, 2008 e CHEN et al, 2002).
Figura 1.6: Filtro Ativo de Potência Híbrido
O filtro ativo universal surgiu da junção dos filtros ativos série e paralelo. Sua estru-
tura, apresentada na Figura 1.7 é composta por dois conversores, um para a compensação
de tensão e outro para a compensação de corrente, usualmente alimentados por um mesmo
barramento. As principais desvantagens seriam o custo elevado, a forma de controle mais
complexa, um maior número de chaves e de sensores e uma maior perda por chaveamento
(GRAOVAC et al, 2007).
Tipo de conversor
Existem dois tipos de conversores de potência, o inversor PWM tipo fonte de corrente
(CSI) e o inversor PWM tipo fonte de tensão (VSI). O primeiro apresenta um barramento
CC, comportando-se como uma fonte de corrente, onde o elemento armazenador de ener-
gia é o indutor. No segundo, o barramento CC funciona como uma fonte de tensão, onde
o elemento armazenador de energia é o capacitor (YUNUS, 1996). Neste trabalho foi
utilizado o VSI.
8 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO
Figura 1.7: Filtro Ativo de Potência Universal
Número de Fases
Os filtros ativos são classificados também em monofásicos, trifásicos a três fios ou
trifásicos a quatro fios. Os monofásicos possuem aplicações para cargas não-lineares
monofásicas, como é o caso dos computadores pessoais (LINDEKE et al, 2004).
Nos trifásicos a três fios, não há circulação da componente de seqüência zero pelo
filtro e geralmente este sistema é usado na compensação de distúrbios presentes em uma
rede trifásica à três fios (MASSOUD et al, 2007 e JACOBINA et al, 2008). Nos trifásicos
à quatro fios, ocorre circulação da componente de seqüência zero pelo filtro e geralmente
é utilizado para compensação de correntes de neutro, potência reativa e desbalanceamento
de corrente (CARAVILHA et al, 2008).
Número de Níveis
Em relação ao número de níveis, os filtros ativos podem se dividir em dois níveis, para
aplicações em baixas potências; em três níveis, para médias potências; ou em multiníveis,
para altas potências e altas tensões (AKAGI, 1990).
Controle de Referência
No controle encontra-se a principal parte do projeto de um filtro ativo de potência.
Nele, é de fundamental importância a escolha do modo como se vai gerar o sinal de
referência e a melhor técnica de controle utilizada para sintetizar esse sinal gerado. Com
isso, consegue-se obter uma melhor resposta dinâmica, uma maior estabilidade e propiciar
uma maior robustez ao sistema (CAMARGO, 2002).
As formas de obtenção do sinal de referência se dividem em dois grupos: os que uti-
lizam o sinal no domínio do tempo e o sinal no domínio da freqüência. No domínio do
tempo, destaca-se o método das componentes símetricas, onde Fortescue desenvolveu o
teorema em que um sistema desequilibrado de n fasores pode ser decomposto em n sis-
temas de fasores equilibrados, denominado de componentes simétricas (YEUNG, 1983).
No domínio da freqüência, utilizando a Transformada Rápida de Fourier (FFT), se
destacam: o método das potências instântaneas, desenvolvido por Akagi; o método da
1.2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA 9
Referência Síncrona d-q ou dos Eixos Girantes (FUGIKA et al, 2005), que utiliza a trans-
formada de Park; o método da Sintonia Única (CAMARGO, 2002); controlador por mo-
dos deslizantes (MIRET et al, 2004) entre outros.
Quanto à técnica de controle utilizada, pode-se dividir em controladores analógicos,
que utilizam amplificadores operacionais, resistores e capacitores (SAETIEO et al, 1995)
ou em controladores digitais, como os que utilizam os DSPs, como por exemplo (BOT-
TERÓN et al (2001 e SONG et al, 1999).
Os controladores analógicos possuem as vantagens de uma fácil implementação e
uma boa resposta dinâmica, mas apresentam problemas com relação a sensibilidade a
ruídos, enquanto os digitais possibilitam o desenvolvimento de algoritmos de controle,
permitindo uma maior flexibilidade na implementação de diferentes estratégias de con-
trole.
Entre as principais técnicas de controle, existem os controladores que operam com
freqüência variável, como o controlador por Histerese (MUTSCHLER e MEINHARDT,
1998), o controlador com Freqüência de Chaveamento Limitada e os controladores de
freqüência fixa (CAMPOS et al, 1994), como controlador Proporcional-Integral (PI) e o
controlador com Realimentação de Estado.
Outros exemplos de técnicas utilizadas são os controladores que utilizam redes neurais
e a lógica Fuzzy (JAIN et al, 2002). O controle em malha aberta, apesar de pouco uti-
lizado, apresenta uma estratégia de controle mais simples. O controle em malha fechada,
mais comumente utilizado, possui uma ampla faixa de aplicações, permitindo um com-
portamento dinâmico ao sistema. Nos filtros ativos, existem uma malha interna de con-
trole, responsável pela compensação de corrente e uma malha externa, responsável pela
regulação do barramento CC.
Para garantir que o sinal gerado esteja na mesma fase com a rede elétrica, é necessário
utilizar métodos de sincronismo, que, de modo geral, apresentem uma resposta rápida,
livre dos distúrbios presentes na rede. Esses métodos também se dividem em malha aberta
ou malha fechada (GHARTEMANI e IRAVANI, 2004 e ROLIM et al, 2006).
1.2.3 Harmônicos na Rede
Os sistemas elétricos vêm apresentando diversos problemas devido ao aumento de car-
gas não-lineares conectadas. Alguns exemplos dessas cargas são os retificadores, inver-
sores, dispositivos de acionamentos de máquinas, fornos a arco, lâmpadas fluorescentes,
fontes chaveadas e dispositivos magnéticos saturados (TEY, 2005).
Dentre os principais distúrbios causados ao sistema de energia,podem-se destacar a
excessiva corrente no neutro em sistemas trifásicos a quatro fios, o baixo fator de potên-
cia, o aumento das perdas, o mal funcionamento de alguns equipamentos e a injeção de
harmônicos.
Esses harmônicos acabam alterando significativamente as formas de onda de corrente
e de tensão, ocasionando perdas excessivas nos motores devido ao aquecimento, ruptura
no dielétrico de bancos de capacitores, sobretensão, interferências indutivas, oscilações
mecânicas de máquinas de indução e síncronas.
A harmônica representa uma componente adicional ao sinal que possui uma freqüên-
10 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO
cia múltipla da componente fundamental. As componentes harmônicas causam distorção
na forma de onda da corrente e quanto menor sua freqüência, maior será a distorção.
Existem diversos métodos utilizados para quantificar o nível de distorções provocadas
pela presença de harmônicos em um sinal, entre eles: o fator de potência, fator de crista, a
potência de distorção e a taxa de distorção harmônica. Nesse trabalho será utilizado esse
último método mencionado para analisar os resultados obtidos.
O THD (Taxa de Distorção Harmônica), bastante utilizado para esse tipo de análise, é
calculado através da seguinte equação:
T HD =
√
hmax
∑
h=2
M2h
M1
(1.1)
onde:
h é a componente harmônica;
M é o valor rms da componente harmônica h do sinal;
Normas e recomendações foram criadas para serem estabelecidos os limites dos valo-
res dos harmônicos injetados na rede, entre elas: a IEC 61000-3-2, que limita a injeção
de harmônicos para equipamentos de baixa tensão, com correntes inferiores a 16A por
fase; a IEC61000-3-3, que limita as variações de tensão devido a flutuações e cintilações
em sistemas de baixa tensão para equipamentos com 16A por fase; a IEC 61000-3-4, que
limita a injeção de harmônicos para equipamentos de baixa tensão com corrente superior
a 16A por fase e a IEEE 519, que estabelece limites de distorção harmônica no ponto de
acoplamento comum (PAC).
Devido a esses problemas, inúmeros trabalhos vem sendo desenvolvidos para melho-
rar a qualidade de energia visando à filtragem desses harmônicos, principalmente na área
de filtros ativos de potência.
1.3 Conclusão
Após um levantamento histórico sobre os problemas relacionados à presença de har-
mônicos no sistema de energia elétrica, destacando as causas e conseqüências, e uma re-
visão dos tipos de aerogeradores mais utilizados, foi realizado um estudo mais detalhado
sobre os filtros ativos de potência existentes, descrevendo as vantagens e desvantagens
de cada tipo, assim como as características relacionadas ao tipo de conversor utilizado,
número de fases, números de níveis e o controle do sinal de referência.
Com isso, o objetivo desse trabalho consiste em montar um sistema experimental
através do qual seja possível aplicar um filtro ativo paralelo de potência a um Gerador
de Indução trifásico, comparando duas técnicas para obtenção das correntes de refências
do inversor, sendo uma delas baseada na Teoria Generalizada das Potências Instantâneas,
para a aplicação de um Filtro Ativo de Potência Paralelo ao sistema proposto, utilizando
para isso, o DSP -TMS320F2812.
Capítulo 2
Fundamentação Teórica
Este capítulo apresenta a fundamentação teórica necessária para a concretização deste
trabalho. É apresentada uma breve teoria de máquinas elétricas aplicada a geradores de
indução, a Teoria Generalizada das Potências Instantâneas e as formas de obtenção das
correntes de referência utilizadas no sistema de controle.
2.1 Teoria de Máquinas
A máquina de indução é bastante utilizada em diversas aplicações, sendo dividida em
duas categorias: a de rotor em gaiola de esquilo e a de rotor bobinado. A primeira cate-
goria apresenta uma maior simplicidade no aspecto construtivo, onde o rotor é formado
por barras curto-circuitadas através de anéis, não apresentando contato elétrico com o ex-
terior; e a segunda categoria, apresenta três terminais livres em cada uma das bobinas do
enrolamento, ligadas a três anéis coletores. Estes três anéis podem ser ligados exterior-
mente a um reostato de arranque constituído por três resistências variáveis, onde pode-se
controlar o valor da corrente que passa pelas bobinas.
Observa-se que, se é possível, através de resistores, retirar energia através do rotor da
máquina, também será possível injetar energia. Esse é o princípio que dá origem a uma
aplicação muito comum na atualidade, que é o gerador de indução duplamente excitado.
As equações básicas que descrevem a modelagem de uma máquina de indução são
facilmente encontradas na literatura. De um modo geral, para se reduzir a complexidade
das equações de tensão que descrevem o modelo da máquina, elas são transformadas de
um sistema trifásico para um sistema bifásico com eixos estacionários (transformação
αβ0) e em seguida, em um sistema bifásico com eixos girantes (transformada de Park).
Essa modelagem matemática é muito bem descrita em BARBI (1985) e serve como base
para os resultados obtidos no decorrer deste trabalho.
A finalidade desse artifício matemático consiste em realizar o controle da máquina CA
como se fosse uma máquina CC, já que nessa, os eixos dos enrolamentos da armadura e do
campo são sempre ortogonais, equivalentes ao sistema bifásico dq, onde as componentes
ortogonais podem ser consideradas desacopladas, o que significa poder controlá-las de
forma independente.
12 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA
Figura 2.1: Transformação 123 para dq.
2.2 Teoria Generalizada das Potências Instantâneas
2.2.1 Introdução
Hoje bastante conhecida na literatura, diversos trabalhos na área de filtragem ativa
utilizam a Teoria Generalizada das Potências Instantânes, desenvolvida por AKAGI et al
(1983). Nos trabalhos que se seguiram, essa teoria, além de aplicações em controle de
filtro ativo, também permitiu a sua utilização em problemas aplicados a sistemas desba-
lanceados ou não, apresentando distorções (WATANABE e AREDES).
A técnica utiliza a transformação do sistema tradicional abc para o sistema αβ0 , onde
se pode calcular as potências real e imaginária, decompostas em uma parcela constante e
outra oscilante. Esse detalhamento será demonstrado na próxima seção do trabalho.
2.2.2 Modelagem
O cálculo das potências instantâneas em um sistema trifásico é dado por:
p(t) = vaia + vbib + vcic (2.1)
Em termos das componentes αβ0, a equação pode ser escrita como:
p(t) = vαiα + vβiβ + v0i0 (2.2)
de onde se obtem a potência ativa instantânea.
As componentes do eixo zero só passam a existir caso o circuito apresente o fio neu-
tro e sua carga apresente desequilíbrios, o que não representa o sistema estudado nesse
trabalho.
Diferente do cálculo da potência ativa, a potência reativa instantânea surge da multi-
plicação vetorial, representada pela equação (AKAGI, 1999):
~q = q.~0+q′.~α+q′′.~β (2.3)
A partir disso, pode-se compor uma matriz para obtenção das equações encontradas,
2.2. TEORIA GENERALIZADA DAS POTÊNCIAS INSTANTÂNEAS 13
dadas por: 
p
q
q′
q′′
=

vα vβ v0
−vβ vα 0
0 −v0 vβ
v0 0 −vα
 .
 iαiβ
i0
 (2.4)
O diagrama de blocos da Figura 2.2 representa o esquemático para a obtenção das
potências instantâneas a partir das medições das tensões e correntes do sistema trifásico.
Figura 2.2: Diagrama de Cálculo das Potências Instantâneas.
onde:
p é potência real instantânea;
p̃ é potência real oscilante;
p̄ é potência real constante;
q,q′,q′′ são as parcelas da potência imaginária.
Através de manipulações algébricas e sabendo-se que, instantaneamente a soma das
parcelas da potência reativa é igual à zero e que o sistema é à três fios, é possível obter as
correntes sobre os eixos αβ0:
 iαiβ
i0
= 1
vβ |~v|2

vαvβ −
(
v2
β
+ v20
)
−vαv0
v2
β
vαvβ −vβv0
vβv0 vαv0
(
v2α + v
2
β
)
 .
 pq
q′
 (2.5)
de onde,
|~v|2 =
(
v2α + v
2
β
+ v20
)
(2.6)
A partir desse estudo inicial, aplicamos a Teoria Generalizada das Potências Instan-
tâneas ao controle do filtro ativo, buscando a obtençãodas correntes de referências.
Para isso, separa-se as parcelas que deverão ser supridas pelo filtro ativo ( p̃,q,q′) da
parcela que deverá ser suprida pela fonte de alimentação (p̄). A partir disso, podem ser
14 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA
recalculadas as correntes fornecidas pela fonte:
 iα f onteiβ f onte
i0 f onte
= 1
vβ |~v|2

vαvβ −
(
v2
β
+ v20
)
−vαv0
v2
β
vαvβ −vβv0
vβv0 vαv0
(
v2α + v
2
β
)
 .
 p̄0
0
 (2.7)
Em relação às correntes do filtro ativo de potência, pode-se dividir, para efeito de si-
mulação, o sistema em duas parcelas. A primeira corresponde ao suprimento de potências
reativas, representada por:
 iα f 1iβ f 1
i0 f 1
= 1
vβ |~v|2

vαvβ −
(
v2
β
+ v20
)
−vαv0
v2
β
vαvβ −vβv0
vβv0 vαv0
(
v2α + v
2
β
)
 .
 0q
q′
 (2.8)
e a segunda, responsável pelo suprimento da potência oscilante vista anteriormente, re-
presentada por:
 iα f 2iβ f 2
i0 f 2
= 1
vβ |~v|2

vαvβ −
(
v2
β
+ v20
)
−vαv0
v2
β
vαvβ −vβv0
vβv0 vαv0
(
v2α + v
2
β
)
 .
 p̃0
0
 (2.9)
Essas duas parcelas serão aplicadas no capítulo 4 para análise de simulações.
Daí, obtém-se a matriz geral para obtenção das correntes αβ0 de referência do filtro
ativo, representada por:
 iαiβ
i0
= 1
vβ |~v|2
.

vαvβ −
(
v2
β
+ v20
)
−vαv0
v2
β
vαvβ −vβv0
vβv0 vαv0
(
v2α + v
2
β
)
 .
 p̃q
q′
 (2.10)
2.3 Método de Sincronismo
Como visto anteriormente no Capítulo 1, existem métodos de malha fechada e méto-
dos de malha aberta para garantir que o sinal gerado pelo sistema esteja em sincronismo
com o sinal da fonte de alimetação.
A estrutura em malha fechada, também conhecida como Phase Locked Loop (PLL),
por ser menos suscetível aos harmônicos, a desequilíbrio de tensão e a variações de fre-
qüência, possui um alto tempo de processamento para a determinação do ângulo de fase
da tensão, que possibilita o sincronismo.
Apesar disso, alguns trabalhos utilizam métodos em malha aberta buscando uma im-
plementação mais robusta e de maior rapidez de execução em DSP (PEREIRA, 2009 e
MILFONT, 2010). Em CAMARGO et al (2005) são apresentados os principais métodos
2.4. ESTRATÉGIAS PARA A DETERMINAÇÃO DAS CORRENTES DE REFERÊNCIA15
de sincronização em malha aberta, baseados na medição das tensões da rede, aplicados a
conversores PWM trifásicos a três fios que tenham capacidade de operar sob condições
de desequilíbrios, distorções harmônicas e variações de freqüência.
Nesse trabalho, será utilizado um dos métodos propostos em CAMARGO et al (2005),
conhecido como Modified Synchronous Reference Frames - Low-Pass Filter Based (MSRF
- LPF-B). Nele, o ângulo de sincronização ou o vetor de sincronização normalizado é
obtido diretamente a partir das tensões da rede. O método utiliza filtros passa-baixas, com
a finalidade de atenuar as componentes harmônicas provenientes das tensões da rede.
Com a transformada de Clarke das tensões de entrada (Vαβ) é possível se obter o
módulo, demonstrado em 2.11 e em seguida, obtem-se o (sen(θ) ,cos(θ)), demonstrado
em 2.12, que são utilizados para sincronizar as variáveis de saída do inversor.
∥∥Vαβ∥∥=√(V 2α +V 2β ) (2.11)
sen(θ) =
Vβ
‖Vαβ‖
cos(θ) = Vα‖Vαβ‖
(2.12)
A Figura 2.3 representa os sinais seno e cosseno resultantes do método de sincronismo
utilizado, implementado pelo DSP TMS320F2812.
Figura 2.3: Seno e cosseno obtidos a partir do uso do método de sincronização proposto.
2.4 Estratégias para a Determinação das Correntes de
Referência
Nesta seção, serão detalhadas as duas estratégias utilizadas neste trabalho para ob-
tenção das correntes de referência utilizadas para o controle do filtro ativo de potência
paralelo. As duas técnicas propostas são: obter as correntes de referência αβ0 a partir
16 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA
dos harmônicos da corrente de carga e a partir da aplicação das Teorias Generalizadas das
Potências Instantâneas.
2.4.1 Referências de corrente através de Referencial Síncrono dq
A primeira técnica utilizada, consiste em, a partir da leitura das correntes trifásicas da
carga, transformar o sinal obtido em um sistema bifásico com eixos estacionários (trans-
formação αβ0) e em seguida, em um sistema bifásico com eixos girantes (transformada
de Park).
Com as correntes no formato dq , realiza-se uma filtragem dessas correntes, retirando
a componente fundamental, resultando apenas nas correntes harmônicas, representadas
por idh ∗ iqh∗, que serão as correntes de referência para o filtro ativo. A freqüência de
corte utilizada para as simulações e para os testes experimentais foi sempre a metade da
freqüência da fonte. O diagrama da Figura 4.4 representa a obtenção dessas correntes.
Figura 2.4: Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 1.
2.4.2 Referências de corrente através das Potências Instantâneas
A segunda técnica proposta para análise desse trabalho consiste na medição dos va-
lores de tensão da fonte e corrente de carga do sistema trifásico, em seguida, aplica-se a
transformada αβ0 nos dois sinais e é realizado o cálculo das potências instantâneas. Como
discutido nas seções anteriores, a partir dos valores das potências instantâneas, podemos
obter as correntes de referência para o sistema, representas por id ∗ iq∗ e demonstrado
pelo diagrama da Figura 4.11. A freqüência de corte utilizada para a filtragem da potên-
cia ativa nas simulações e nos testes experimentais foi sempre a metade da freqüência da
fonte.
2.5 Conclusão
Neste Capítulo foram apresentados alguns conceitos básicos, como uma breve teoria
sobre máquinas de indução, os conceitos das transformações de Clark e Park e o esquema
geral de implementação do método de sincronização MSFR- LPF-B, utilizado para en-
contrar o ângulo de referência do sistema.
Além disso, foram detalhadas as equações necessárias para o desenvolvimento da
estratégia de controle para obtenção do sinal de referência baseada na Teoria Generalizada
2.5. CONCLUSÃO 17
Figura 2.5: Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 2.
das Potências Instantâneas e foi esquematizado a forma de implemtentação deste método
para a obtenção das correntes de referências.
18 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA
Capítulo 3
Projeto Experimental
Esta seção apresenta os recursos laboratoriais e computacionais, esquema de mon-
tagem e demais equipamentos utilizados para montagem da bancada experimental.
3.1 Estrutura Laboratorial
Todos os equipamentos utilizados para a montagem da bancada experimental serão
apresentados a seguir, destacando as suas características nominais, formas de ligação e
limitações. Esta bancada também servirá para o desenvolvimento de trabalhos futuros,
principalmente no estudo do Gerador de Indução Duplamente Excitado - DFIG.
3.1.1 Motor CC
Para simular a atuação dos ventos, será utilizada uma máquina CC demonstrada pela
Figura 3.1. Este motor é alimentado por uma fonte de alimentação cc ajustável.
Os enrolamentos de armadura e de campo foram conectados em série. As caracterís-
ticas nominais do motor são:
• Potência Ativa: 1,2 CV;
• Tensão: 180 V;
• Corrente: 6 A;
• Rotação: 1800 rpm.
3.1.2 Gerador de Indução
A máquina de indução que será utilizada é graficamente apresentada pela Figura 3.2.
O gerador apresenta 12 terminais disponíveis, sendo conectados na configuração estrela-
paralelo. Tanto o motor CC quanto o gerador de indução são da marca: Tesitec. As
características nominais do gerador são:
• Potência Ativa: 1 CV;
• Tensão: 180 V;
• Números de Pólos: 4;
20 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL
Figura 3.1: Máquina CC.
Figura 3.2: Máquina de Indução de rotor bobinado.
• Corrente Nominal: 3,8 A;
• Rotação: 1700 rpm.
Assim, após as descrições dos valores nominais do motor CC e do gerador de indução,
o conjunto utilizado é demonstrado na Figura 3.3.
3.1.3 Capacitor de Compensação
O capacitor utilizado para a excitação inicial do gerador é apresentada na Figura 3.4.
Foram utilizados 6 capacitores monofásicos como esse e foram ligados no formato delta-série. As suas características nominais são:
• Potência Reativa: 1kVAr;
• Tensão: 220 V;
• Corrente: 8 A;
• Capacitor: 110 microF.
3.1. ESTRUTURA LABORATORIAL 21
Figura 3.3: Conjunto: Motor CC + Gerador de Indução.
Figura 3.4: Capacitor de Compensação.
22 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL
Figura 3.5: Bloco de Sensores.
3.1.4 Bloco dos Sensores
A Figura 3.5 demonstra o bloco de sensoriamento da bancada montada. Os diagramas
esquemáticos dos sensores são mostrados no Apêndice. Esse bloco é composto por:
• Fonte de Tensão de 5 V (1);
• Fonte de Tensão Simétrica 15 V (1);
• Sensor de Tensão cc (1);
• Sensor de Tensão ca (6);
• Sensor de Corrente ca (6).
De um modo geral, os sensores recebem o sinal do sistema por dispositivos de efeito
Hall (sensores de corrente e sensor de tensão cc do capacitor) e por transformadores de
tensão (sensores de tensão ca). Em seguida, o sinal é filtrado e condicionado para uma
faixa de operação de modo à torná-los acessíveis à leitura do canal AD do DSP. Todas as
saídas dos sensores apresentam um sinal de offset de 1,5 V.
Para a realização da calibração dos sensores, os sinais de offset e ganho são ajustados
através de comparações com as leituras dos mesmos sinais via osciloscópio. O sensor
de tensão cc do capacitor está calibrado para leituras de 600 à 900 V e os sensores de
corrente estão calibrados para correntes de até 5A. Alguns filtros passa-baixa foram in-
seridos nos sensores devido a problemas com interferências provocadas pelo chaveamento
dos IGBT’s.
3.1.5 Interface de Comando dos Pulsos
Os três sinais de comando gerados pelo DSP (PWMs) são enviados para um circuito de
condicionamento, mostrados na Figura 3.6 o qual realiza a geração dos seis pulsos, sendo
estes os principais e os seus complementares, os quais são aplicados aos módulos integra-
dos SKHI22A (drivers), fabricado pela SEMIKRON. Essa ligação pode ser demonstrada
pela Figura 3.7. A placa apresenta seis saídas condicionadas, mas são utilizadas apenas 3
delas.
3.1. ESTRUTURA LABORATORIAL 23
Figura 3.6: Placa de Condicionamento dos Pulsos PWM.
Figura 3.7: Placa de Condicionamento conectada aos Drivers.
24 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL
O driver consiste em um dispositivo que recebe o sinal do circuito de controle e co-
manda os IGBTs, através de níveis de tensão em +15Vcc para Turno on e -7Vcc para Turn
off, com dead band (tempo morto) pré-definido de fábrica para 3.25 µs, Cada módulo
fornece o interfaceamento completo com os IGBTs de um braço da ponte retificadora.
Pontos de acesso permitem também que se programem alguns parâmetros do módulo. O
esquemático do módulo SKHI22A encontra-se no Apêndice.
A seguir são citadas algumas características desses dispositivos (drivers):
• Geração do tempo morto;
• Proteção de curto-circuito;
• Ajuste de referência de tensão para o monitoramento de Vce sobre a junção dos
IGBTs;
• Tempo de estabelecimento de comutação do IGBT;
• Tempo de estabelecimento de corte do IGBT.
3.1.6 Inversor
O inversor de potência utilizado é apresentada na Figura 3.8. Ele possui 6 braços, o
que permitirá a evolução desse trabalho atual para a montagem da configuração DFIG.
Ele é composto por 4 módulos SKHI22A e 2 módulos SKHI24. O link cc do inversor
apresenta 2 capacitores em série, tendo cada um, uma capacitância de 1mF e tensão no-
minal de 400 V, resultando numa tensão máxima de 800 V no link. Foram utilizados 3
indutores para o acoplamento do inversor ao sistema. O indutor apresenta uma indutância
de 35 mH e uma resistência interna de 6Ω. Um deles pode ser observado na Figura 3.9.
3.1.7 Carga Não-linear
A carga não-linear utilizada é demonstrada na Figura 3.10. Ela é composta por um
retificador a diodos, um capacitor e uma carga de lâmpadas.
3.2 Recursos Computacionais
Na fase de simulação foi utilizado o Borland C++ para a comprovação do objetivo do
trabalho e os resultados serão demonstrados no capítulo seguinte. Para a implementação
prática, foi utilizado o DSP - TMS320F2812, detalhado a seguir.
3.2.1 DSP - TMS320F2812
Introdução
Nessa seção, será abordada uma breve descrição sobre o processador digital de sinais
(DSP) que é utilizado na implementação do sistema, assim como o seu ambiente de pro-
gramação (code composer). O dispositivo utilizado foi o DSP TMS320F2812, da Texas
Instruments e é apresentado na Figura 3.11.
3.2. RECURSOS COMPUTACIONAIS 25
Figura 3.8: Inversor.
Figura 3.9: Indutor de Acoplamento.
26 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL
Figura 3.10: Carga não-linear.
Figura 3.11: DSP TMS320F2812
3.2. RECURSOS COMPUTACIONAIS 27
Descrição do Módulo
O módulo escolhido para o sistema, desenvolvido comercialmente pela Spectrum
Digital foi o eZdspF2812, o qual foi arquitetado sobre o processador digital de sinais
TMS3202812 de 32 bits da Texas Instruments sob a arquitetura de ponto fixo em hard-
ware, como mostrado na Figura 3.12.
Figura 3.12: Visão Geral do Módulo
onde:
P1− Interface JTAG;
P2− Pinos de Expansão;
P3− Controlador de interface paralela Port/JTAG;
P4/P8/P7− Interface de entrada e saída;
P5/P9− Interface Analógica;
P6− Fonte de Alimentação.
A família C28x apresenta uma excelente capacidade de processamento, altas taxas
de transferência de dados e baixo custo dos recursos integrados, tornando-se um ótimo
dispositivo para ser usado em diversos sistemas embarcados.
Ambiente de Programação
Para que o DSP em questão possa ser configurado de acordo com as necessidades que
o sistema a ser controlado requer, é necessário se efetuar a programação através do "code
composer", pois este ambiente possibilita o acesso a todos os registradores que permitirão
o ajuste adequado do DSP para o fim desejado, onde o mesmo pode ser programado
através das linguagens C/C++ e assembler, ficando a critério do programador a escolha.
Sinal de Entrada para o DSP
A Figura 3.13 representa os sinais de tensão da Fase A e da corrente de carga da Fase
A após a leitura realizada pelo DSP dos sinais recebidos pelo bloco de sensores.
28 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL
Figura 3.13: Leituras de Sinais via DSP
3.2.2 Algoritmo Implementado - Diagramas de Blocos
Nesta seção do trabalho serão detalhados os diagramas de blocos dos algoritmos im-
plementados no ambiente de programação do DSP2812, sendo utilizado a linguagem
C/C++.
Técnica 1 - Referencial Síncrono dq.
Figura 3.14: Representação do algoritmo implementado - Técnica 1
A Figura 3.14 representa os blocos de implementação da primeira técnica analisada. A
partir do bloco de sensores de entrada, são lidas as correntes e tensões da fonte. Os sinais
3.3. ESQUEMA GERAL DE MONTAGEM 29
de tensão trifásicos são transformados para um sistema bifásico com eixos estacionários
(transformação αβ0) e em seguida é obtido o ângulo θ∗, atráves do sen(θ) e cos(θ),
possibilitando, assim, a implementação de uma rotina para a obtenção do sincronismo,
com a finalidade de sincronizar o conversor PWM com o sinal da Fonte.
As correntes trifásicas de carga são lidas a partir de um segundo bloco de sensores.
Elas são transformadas de um sistema trifásico para um sistema bifásico com eixos esta-
cionários (transformação αβ0) e em seguida, em um sistema bifásico com eixos girantes
dq (transformada de Park). Após passarem por um filtro passa alta, obtem-se as correntes
de referência, representadas por idh∗ e iqh∗ e serão somadas a essas correntes os valo-
res de idre f e iqre f . O resultado é somado as correntes id f e iq f , às quais resultam da
subtração da corrente da Fonte menos a corrente de Carga. Com isso, é gerado um erro
que é aplicado na entrada de dois controladores PI (um para cada sinal), os quais são res-
ponsáveis pela geração dos sinais Ud e Uq. Os sinais de saída dos controladores PI são
limitados dentro desta faixa de operação. A corrente idre f é o resultado do erro gerado
entre a tensão do link do capacitor ( Vdc) com a tensão cc de referência ( Vre f ), após passar
por um controlador PI.
Com a obtenção desses sinais Ud e Uq e do ângulo θ∗ calculado a partir do método de
sincronizaçãoMSRF-LPF-B, são gerados os sinais de referência para a rotina de PWM,
que tem como saída as razões cíclicas para cada chave do conversor.
Técnica 2 - Potências Instantâneas.
Na segunda técnica abordada, a diferença do sistema explicado na técnica 1 consiste
apenas na obtenção das correntes idh∗ e iqh∗. A partir das tensões de entrada e das
correntes da carga já transformadas em αβ0, são obtidas as potências instantâneas do
sistema. Em seguida, através da modelagem já demonstrada no Capítulo 2, são obtidas
as correntes de referência do sistema. A Figura 3.15 demonstra os blocos dessa segunda
análise.
3.3 Esquema Geral de Montagem
O esquema geral de montagem pode ser visto através da Figura 3.16. Como pode-se
observar, são utilizados uma fonte CC e um motor CC para simular a atuação dos ventos.
O motor CC está acoplado diretamente ao gerador de indução. É utilizado um banco de
capacitores conectado ao gerador de indução para suprir a potência reativa e realizar a sua
excitação.
Para realizar o acionamento do sistema e o carregamento inicial do banco de capacito-
res antes dele ser acoplado ao estator do gerador, foi montado um quadro de acionamento,
visto na Figura 3.17. De um modo geral, o quadro possibilita os seguintes procedimentos:
• B1 - Carrega o bando de capacitores;
• B2 - Desconecta o banco do Varivolt e conecta aos terminais do estator do gerador;
• B3 - Conecta a carga não-linear ao grupo gerador do sistema.
30 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL
Figura 3.15: Representação do algoritmo implementado - Técnica 2
Figura 3.16: Visão Geral do Sistema
3.4. CONCLUSÃO 31
Figura 3.17: Quadro - acionamento.
Com isso, o banco de capacitores é conectado ao estator do gerador apenas quando
ele se encontra em velocidade nominal e só após o sistema apresentar as tensões nos seus
terminais, é que se conecta a carga não-linear. Uma visão real do sistema montado é
apresentada na Figura 3.18.
3.4 Conclusão
Neste capítulo foram detalhados os recursos laboratorias, como as máquinas e equipa-
mentos e componentes utilizados, descrevendo os seus valores nominais e formas de
conexão. Uma descrição sobre o modelo do DSP, assim como um detalhamento sobre
o algoritmo e blocos de controles avaliados foram apresentados.
32 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL
Figura 3.18: Visão Geral do Sistema.
Capítulo 4
Resultados
4.1 Resultados de Simulações
O estudo de desempenho das técnicas propostas nesse trabalho foi avaliado inicial-
mente por simulações. Para realização dos testes, foi implementado um programa de si-
mulação escrito em linguagem C/C++. Para a fase inicial, o sitema foi composto por uma
rede de alimentação trifásica, por uma carga linear não-linear e pelo filtro ativo paralelo
de potência.
Nessa etapa, foram aplicados tensões trifásicas constantes ao sistema com valor de
pico de 311 V, representadas pela Figura 4.1.
Demais dados utilizados na simulação:
• Freqüência: 60 Hz
• Resitência do Filtro: 50 mΩ;
• Indutância do Filtro: 2 mH;
• Tensão de Referência do Capacitor: 800 V;
• Capacitor: 10 mF.
Figura 4.1: Tensão trifásicas da rede.
A carga não-linear é a mesma utilizada nos dois testes e a corrente de carga da fase
A é representada pela Figura 4.2. O THD da corrente de carga, e consequentemente da
fonte, é de 42,79% e o espectro de freqüências é mostrado na Figura 4.3.
34 CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.2: Corrente de Carga - Fase A.
Figura 4.3: Espectro de Freqüências - Corrente de Carga.
4.1. RESULTADOS DE SIMULAÇÕES 35
4.1.1 Referencial Síncrono dq
A primeira técnica utilizada para obtenção das correntes de referência é representada
pelo diagrama de blocos da Figura 4.4. Após o funcionamento do filtro ativo de potência
paralelo, obtém-se os resultados da Figura 4.5 para a corrente do filtro ativo e a corrente
da fonte de alimentação, Figura 4.6. O THD da corrente da fonte é de 7,67% e o seu
espectro está apresentado na Figura 4.7.
Figura 4.4: Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 1.
Figura 4.5: Corrente do Filtro - Fase A.
Figura 4.6: Corrente da Fonte - Fase A.
Outra análise realizada, foi sobre o controle do barramento do capacitor. A tensão de
refêrencia utilizada foi de 800 V e o resultado é demonstrado na Figura 4.8.
36 CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.7: Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Fase A.
Figura 4.8: Tensão no Barramento cc
4.1. RESULTADOS DE SIMULAÇÕES 37
Com isso, foram obtidos os seguintes resultados finais, onde é demonstrado a corrente
da fonte sobreposta à corrente harmônica da carga na Figura 4.9 e a corrente da fonte,
sobreposta à tensão da fonte, mostradas na Figura 4.10, ambas referentes a Fase A.
Figura 4.9: Corrente da Fonte / Corrente de Carga
Figura 4.10: Tensão da Fonte / Corrente da Fonte
4.1.2 Referencial pelas Potências Instantâneas
Após a análise do primeiro método de controle proposto nesse trabalho, foi analisada
a teoria das potências instantâneas, teoria essa já discutida no Capítulo 2. Para análise de
desempenho, foi aplicada a mesma situação proposta no primeiro método.
A segunda proposta é mostrado no diagrama de blocos da Figura 4.11. A principal
caractéristica que a diferencia do primeiro modelo, consiste na forma de obtenção das cor-
rentes de referência, sendo nessa segunda proposta, provenientes da matriz de referência
das potências instantâneas.
As análises serão iniciadas a partir das potências instantâneas obtidas pelo sistema.
As potências ativa e reativa instantâneas são demonstradas a seguir, respectivamente pelas
Figuras 4.12 e 4.13.
Analisando o diagrama de blocos apresentado na Figura 4.11, observou-se que, a partir
da filtragem da potência ativa instantânea, obtem-se a parcela oscilante ativa e a parcela
real, ambas mostradas, respectivamente, a seguir: Figura 4.14 e Figura 4.15. A forma da
onda da corrente do filtro, após a atuação do sistema proposto, é vista na Figura 4.16.
38 CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.11: Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 2.
Figura 4.12: Potência Ativa Instantânea
Figura 4.13: Potência Reativa Instantânea
4.1. RESULTADOS DE SIMULAÇÕES 39
Figura 4.14: Potência Ativa Oscilante
Figura 4.15: Potência Ativa Real
Figura 4.16: Corrente do Filtro - Fase A
40 CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.17: Corrente da Fonte - Fase A - Parcela reativa
Figura 4.18: Corrente da Fonte - Fase A - Parcela ativa oscilante
Realizando um estudo mais detalhado sobre esse segundo método, pode-se dividir o
resultado em 3 estapas. Inicialmente, foi utilizada apenas a parcela reativa instantânea
para obtenção das correntes de referência do filtro, resultante da matriz abaixo:
 iα1iβ1
i01
= 1
vβ |~v|2

vαvβ −
(
v2
β
+ v20
)
−vαv0
v2
β
vαvβ −vβv0
vβv0 vαv0
(
v2α + v
2
β
)
 .
 0q
q′

onde obtem-se a seguinte corrente da fonte, representada pela Figura 4.17.
Em seguida, analiza-se o efeito da segunda parcela, formada apenas pela componete
ativa oscilante, representada pela matriz:
 iα2iβ2
i02
= 1
vβ |~v|2

vαvβ −
(
v2
β
+ v20
)
−vαv0
v2
β
vαvβ −vβv0
vβv0 vαv0
(
v2α + v
2
β
)
 .
 p̃0
0

onde observa-se a seguinte corrente da fonte, representada pela Figura 4.18.
Após este estudo dos efeitos das parcelas separadamente, pode-se agora, a partir da
junção dessas parcelas, obter a matriz geral, representada a seguir:
4.1. RESULTADOS DE SIMULAÇÕES 41
Figura 4.19: Corrente da Fonte - Fase A
Figura 4.20: Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Fase A
 iαiβ
i0
= 1
vβ |~v|2

vαvβ −
(
v2
β
+ v20
)
−vαv0
v2
β
vαvβ −vβv0
vβv0 vαv0
(
v2α + v
2
β
)
 .
 p̃q
q′

chega-se a corrente desejada, representada pela Figura 4.19. O THD da corrente da fonte
agora é de 1,87% e o seu espectro está mostrado na Figura 4.20.
Realizando a análise sobre o controle da tensão no barramento do capacitor e obede-
cendo os mesmos parâmetros da primeira situação estudada, chega-se à Figura 4.21.
Com isso, são alcançados os seguintes resultados para o segundo controleproposto
nesse trabalho, ilustrados através dos gráficos contendo a corrente da fonte sobreposta a
corrente harmônica da carga na Figura 4.22 e a corrente da fonte, sobreposta a tensão da
Fonte (Figura 4.23), ambas referentes à Fase A.
Após os resultados obtidos pela análise dos 2 métodos estudados, podemos chegar à
conclusão de que uma melhor filtragem é realizada pelo segundo método, comprovada
pela análise dos THD’s calculados: referencial síncrono dq - THD = 7,67% e pelas potên-
42 CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.21: Tensão no Barramento cc
Figura 4.22: Corrente da Fonte / Corrente da carga
Figura 4.23: Tensão da Fonte / Corrente da Fonte
4.2. RESULTADOS EXPERIMENTAIS 43
Figura 4.24: Tensões trifásicas de entrada.
Figura 4.25: Correntes da Carga não-linear.
cias instantâneas - THD = 1,87%.
4.2 Resultados Experimentais
Para a fase dos testes experimentais, foram aplicados aos dois métodos avaliados as
mesmas condições das tensões de entrada produzidas pelo gerador de indução e a mesma
carga não-linear. As figuras apresentas a seguir foram obtidas através do Osciloscópio da
Tektronix (TPS 2024).
A Figura 4.24 representa as tensões trifásicas de entrada. Como pode-se observar, a
tensão apresenta um valor de pico de 130V e uma freqüência de aproximadamente 27 Hz.
As correntes da carga trifásica não-linear são mostradas na Figura 4.25 e apresentam um
THD de 31,11%, cujo espectro é apresentado na Figura 4.26.
A Figura 4.27 representa a tensão e a corrente da Fonte, ambas da Fase A. A Figura
4.28 representa a tensão da Fase A, corrente da Fonte da Fase A e corrente de carga
da Fase A, respectivamente. Em ambos os testes, a potência entregue à carga foi de
aproximadamente 400W.
44 CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.26: Espectro de Freqüências - Corrente de Carga.
Figura 4.27: Tensão e Corrente da fonte - Fase A.
Figura 4.28: Tensão da Fonte / Corrente da Fonte / Corrente de Carga.
4.2. RESULTADOS EXPERIMENTAIS 45
Figura 4.29: Tensão e Corrente da Fonte - Fase A.
Figura 4.30: Tensão da Fonte / Corrente da Fonte / Corrente de Carga - Fase A.
4.2.1 Referencial Síncrono dq
Assim como as etapas demonstradas nas simulações, iniciamos os testes a partir do
método de obtenção das correntes de referência conseguidas a partir do referencial sín-
crono dq.
Após o funciomamento do filtro, pôde-se observar a Figura 4.29, que representa a
tensão da Fonte e a corrente da Fonte, ambas da Fase A. Em seguida é mostrada na Figura
4.30 a tensão da Fonte, a corrente da fonte, já corrigida, e a corrente de carga, todas da
Fase A e a corrente do filtro na Figura 4.31. Por último, o espectro da corrente da fonte,
representado na Figura 4.32, que representa um THD no valor de 9,36%.
Resumidamente, os valores aproximados dos resultados obtidos foram:
• Tensão no Barramento cc do inversor: 720V;
• Tensão de pico do gerador: 60V;
• Freqüência do sistema: 29 Hz;
• Tensão Dc da carga resistiva: 110V;
• Corrente Dc da carga resistiva: 3,6A;
46 CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.31: Corrente do Filtro - Via DSP.
Figura 4.32: Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Técnica 1.
4.2. RESULTADOS EXPERIMENTAIS 47
Figura 4.33: Tensão da Fonte e Corrente da Fonte - Fase A.
Figura 4.34: Tensão da Fonte / Corrente da Fonte / Corrente de Carga - Fase A.
• Potência da carga: 400W;
• THD - corrente da Fonte: 9,36%.
4.2.2 Referencial pelas Potências Instantâneas
Utilizando agora o método das Potências Instantâneas, verificaram-se os seguintes
resultados após o funciomamento do filtro: a Figura 4.33 apresenta o oscilograma da
tensão da Fonte e da corrente da Fonte, ambas da Fase A. Em seguida, é mostrada na
Figura 4.34 a tensão da Fonte, a corrente da fonte, já corrigida, e a corrente de carga,
todas da Fase A. Por último, o THD da corrente de Fonte, calculado em 5,47% e a Figura
4.35, que representa o espectro de freqüências.
Alguns resultados retirados à partir do DSP podem ser destacados: a corrente do filtro,
Figura 4.36 , as potências instantâneas ativa e reativa na Figura 4.37 e as potências ativas
real e oscilante na Figura 4.38.
Resumidamente, os valores aproximados dos resultados obtidos foram:
• Tensão no barramento Dc do inversor: 750V;
48 CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.35: Aspectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Técnica 2.
Figura 4.36: Corrente do Filtro - Via DSP.
Figura 4.37: Potências Instantâneas Ativa e Reativa, respectivamente.
4.3. CONCLUSÃO 49
Figura 4.38: Potências Ativa Oscilante e Real, respectivamente.
• Tensão de pico do gerador: 60V;
• Frequência do sistema: 29 Hz;
• Tensão Dc da carga resistiva: 115V;
• Corrente Dc da carga resistiva: 3,5A;
• Potência da carga: 400W;
• THD - corrente da Fonte: 5,47%.
4.3 Conclusão
Após os resultados experimentais obtidos pela análise dos dois métodos, pode-se
chegar à conclusão de que, assim como nas simulações, uma melhor filtragem é real-
izada pelo segundo método, comprovada pela análise dos THD’s calculados: referencial
síncrono dq - THD = 9,36% e pelas potências instantâneas - THD = 5,47% e que é pos-
sível controlar a qualidade da energia produzida por um gerador de indução, alimentando
cargas não-lineares.
50 CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Capítulo 5
Conclusão e Sugestões para Trabalhos
Futuros
5.1 Conclusão
Neste trabalho, foi realizado um estudo comparativo entre duas técnicas para a obten-
ção das correntes de referência de um filtro ativo paralelo de potência aplicado no controle
de um gerador de indução utilizando o DSP.
Os dois métodos estudados foram implementados com sucesso na bancada experimen-
tal. O principal parâmetro para a verificação da eficiência dos métodos foi a comparação
da distorção harmônica (THD) na ausência e presença do filtro ativo, assim como, estando
ele presente, foram comparados os valores de THD pelos dois métodos.
Pode-se observar uma filtragem dos harmônicos, obtendo em simulações um THD da
corrente da Fonte com os valores de 7,67% para o primeiro método e de 1,87% para o
segundo método e nos resultados experimentais, um THD de 9,36% para o primeiro e um
THD de 5,47% para o segundo, o que comprova uma melhor eficiência no método das
potências instantâneas em relação ao referencial síncrono dq.
Estes resultados comprovam a possibilidade de se controlar a qualidade da energia
produzida por um gerador de indução, alimentando cargas não-lineares, através do filtro
ativo.
Os resultados de simulação e experimentais obtidos comprovam a eficiência do filtro
ativo paralelo de potência para a aplicação, com destaque para a técnica das potências
instantâneas.
5.2 Sugestões para Trabalhos Futuros
Algumas propostas para trabalhos futuros a partir da base experimental montada são
destacadas a seguir.
A evolução do sistema proposto sugere que será importante aumentar os limites do
sistema para obtenção de resultados com frequências de 60 Hz e para maiores potências
entregues à carga.
Também será importante analizar outros controladores, comparando com os contro-
ladores PI utilizados no trabalho.
52 CAPÍTULO 5. CONCLUSÃO E SUGESTÕES PARA TRABALHOS FUTUROS
Ampliando-se a complexidade, um passo seguinte será implementar um método de
sincronização mais robusto e realizar testes dinâmicos simulando variações do vento e de
carga.
Nesse caso, propõe-se a substituição da fonte de alimentação variével CC por um sis-
tema de acionamento à soft-starter, para que o motor CC utilizado seja acionado baseado
nas variações do vento. Com isso, é possível testar a base experimental montada para vari-
ações da tensão de entrada baseadas em mudanças reais que possam acontecer de acordo
com métodos estatísticos de variação do vento.
Realizar testes de eficiência do sistema montado para analizar quais as proporcionali-
dades entre as potências: gerada, consumida na carga e do conjunto (filtro ativo + banco
de capacitores).
A complexidade do sistema ainda poderá ser ampliada pela implementação da topolo-
gia do gerador de indução duplamente excitado - DFIG. O presente trabalho permite con-
tribuiçõespara que haja uma continuidade nessa direção, tendo em vista que:
• Levantamentodo bibliográfico sobre essa topologia já realizado;
• Base experimental concluída para implementação do DFIG;
• Estudo do sistema montado já realizado, tanto como retificador quanto para o in-
versor.
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53
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