Baixe o app para aproveitar ainda mais
Prévia do material em texto
O Interruptor IGBT _____________________________________________________________________________ 1 O TRANSISTOR IGBT APLICADO EM ELETRÔNICA DE POTÊNCIA René P. Torrico Bascopé Arnaldo José Perin AGRADECIMENTOS _____________________________________________________________________________ INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC O Interruptor IGBT _____________________________________________________________________________ 2 Os autores agradecem de maneira especial ao: Professor Carlos Alberto Canesin pelas valiosas sugestões e contribuições técnicas que foram importantes para a confecção deste livro. Professor Henrique Braga Carvalho pelas valiosas sugestões e revisão do manuscrito original. Engenheiro Cássio Guimaraes Lopes pela revisão do manuscrito original, colaboração no desenvolvimento de circuitos experimetais e editoração eletrônica dos manuscritos. Engenheiro Domingo A. Ruiz Caballero pelas valiosas sugestões e contrubuições técnicas necessárias para o enriquecimento do livro. Agradecimento profundo a todas as pessoas que trabalham no Instituto de Eletrônica de Potência - INEP, principalmente, aos professores Ivo Barbi, Denizar Cruz Martins, Enio Valmor Kassic, João Carlos Fagundes e, aos técnicos Pacheco e Coelho. PREFÁCIO _____________________________________________________________________________ INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC O Interruptor IGBT _____________________________________________________________________________ 3 Os dispositivos IGBTs de potência tem alcançado uma grande aplicação na área de eletrônica de potência como interruptor. Por esta razão e pela importância foi necessário estudar para permitir uma correta polarização em sua aplicação. Com uma correta polarização consegue-se reduzir os perigos de sua destruição por sobretensões e sobrecorrentes, assim como também, são reduzidas as perdas de comutação e condução melhorando o desempenho do conversor. Também foram explicadas as vantagens e desvantagens das tecnologias existentes atualmente no mercado para sua aplicação. Os transistores de alta freqüência MOSFETs e IGBTs são grandemente utilizados como interruptores de potência no desenvolvimento de conversores estáticos para o controle de fluxo de energia. Os conversores principalmente são aplicados em: acionamento de motores elétricos industriais; fontes de alimentação para equipamentos de computação, hospitalares, telecomunicações, etc. Os tópicos apresentados no livro são: física e principio de operação, definição de parâmetros, modelos de perdas é cálculo térmico, estudo de tecnologias, estudo de paralelismo, análise de proteção para evitar seu destruição e circuitos de comando para seu acionamento. O livro pode ser utilizado por engenheiros da indústria e estudantes de pós-graduação, para o projeto e manutenção de conversores estáticos. Também, pode ser utilizado como texto de complementação das disciplinas de eletrônica de potência dos cursos de graduação e pós- graduação em engenharia elétrica. Com o livro procura-se fornecer uma ampla visão da operação do IGBT para seu bom desempenho em seu aplicação. Esperamos que este livro venha realmente a contribuir à área de eletrônica de potência deste país. Os Autores _____________________________________________________________________________ INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC O Interruptor IGBT _____________________________________________________________________________ 4 SUMÁRIO 1 - INTRODUÇÃO ..................................................................................................... 3 2 - ESTRUTURA BÁSICA ........................................................................................ 4 2.1 - SÍMBOLO DO DISPOSITIVO ................................................................ 6 3 - ANÁLISE DE OPERAÇÃO................................................................................. 7 3.1 - CAPACIDADE DE BLOQUEIO REVERSO.......................................... 7 3.2 - CONDUÇÃO DIRETA ............................................................................ 7 3.3 - CAPACIDADE DE BLOQUEIO DIRETO ............................................. 8 3.4 - FENÔMENO DE LATCH-UP ................................................................. 9 4 - PARÂMETROS ELÉTRICOS DO IGBT .......................................................... 9 4.1 - CARACTERÍSTICAS DE SAÍDA........................................................... 9 4.2 - TENSÃO DE SATURAÇÃO [V CEsat ] ...................................................... 10 4.2.1 - COEFICIENTE DE TEMPERATURA NEGATIVO DE VCEsat ...................................................................................................................................... 11 4.2.2 - COEFICIENTE DE TEMPERATURA POSITIVO DE VCEsat . 11 4.3 - TENSÃO GATE-EMISSOR [VGE]........................................................... 12 4.3.1 - TENSÃO DE LIMIAR [V GE(th) ] ................................................. 12 4.3.2 - TENSÃO GATE-EMISSOR POSITIVA [+V GE ] ....................... 13 4.3.3 - TENSÃO GATE-EMISSOR NEGATIVA [-V GE ] ..................... 13 4.4 - CAPACITÂNCIAS DO DISPOSITIVO .................................................. 14 4.5 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA (SOA) .............................................. 14 4.5.1 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE POLARIZAÇÃO DIRETA (FBSOA) .................................................................... 15 _____________________________________________________________________________ INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC O Interruptor IGBT _____________________________________________________________________________ 5 4.5.2 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE COMUTAÇÃO DE BLOQUEIO (RBSOA)........................................................ 16 4.5.3 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE CURTO-CIRCUITO (SCSOA)....................................................................................................................... 17 4.6 - TRANSCONDUTÂNCIA ........................................................................ 19 4.7 - TEMPOS DE COMUTAÇÃO.................................................................. 20 5 - CÁLCULO TÉRMICO DO DISPOSITIVO ...................................................... 21 5.1 - ENERGIA DISSIPADA ........................................................................... 22 5.2 - TEMPERATURA DE JUNÇÃO .............................................................. 24 5.3 - RESISTÊNCIA TÉRMICA DO DISSIPADOR....................................... 26 5.4 - PERDAS E CÁLCULO TÉRMICO PARA UM INVERSOR COM MODULAÇÃO PWM SENOIDAL ..................................................... 31 6 - ÁREA DE POTÊNCIA-FREQÜÊNCIA PARA APLICAÇÕES...................... 37 6.1 - CRITÉRIO DE ESCOLHA DO IGBT ..................................................... 37 7 - TECNOLOGIAS DE IGBTs E SUAS CARACTERÍSTICAS.......................... 38 7.1 - ESTRUTURAS DOS IGBTs NPT E PT .................................................. 38 7.2 - COMPARAÇÃO ENTRE OS IGBTs NPT E PT ..................................... 40 8 - PARALELISMO DE IGBTs ................................................................................ 44 8.1 - COMPORTAMENTO EM FUNÇÃO DAS TECNOLOGIAS................ 45 8.2 - INFLUÊNCIA DE PARÂMETROS ELÉTRICOS NA DISTRIBUIÇÃO DA CORRENTE ...................................................................................... 46 8.2.1 - EM ESTADO DE CONDUÇÃO................................................ 46 8.2.2 - NA COMUTAÇÃO.................................................................... 47 8.3 - INFLUÊNCIA DE PARÂMETROS TÉRMICOS NA DISTRIBUIÇÃODA CORRENTE ...................................................................................... 49 8.4 - MÁXIMA CORRENTE NOS IGBTs EM PARALELO.......................... 49 8.5 - SUGESTÕES PARA LIGAÇÃO EM PARALELO DE IGBTs .............. 51 8.6 - NOVA TÉCNICA DE PARALELISMO ................................................. 54 _____________________________________________________________________________ INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC O Interruptor IGBT _____________________________________________________________________________ 6 9 - PROTEÇÃO DE INTERRUPTORES IGBTs APLICADOS EM INVERSORES ...................................................................................................................................... 57 9.1 - INTRODUÇÃO ........................................................................................ 57 9.2 - PRINCIPAIS CAUSAS DE SOBRECORRENTES NOS IGBTs............ 57 9.3 - COMPORTAMENTO DO IGBT EM CURTO-CIRCUITO.................... 60 9.4 - PROTEÇÃO DE SOBRECORRENTE POR CURTO-CIRCUITO......... 61 9.4.1 - MÉTODO DE DETECÇÃO DIRETA ....................................... 62 9.4.2 - MÉTODO DE DETECÇÃO INDIRETA................................... 64 9.5 - PROTEÇÃO DE SOBRETENSÃO.......................................................... 64 9.6 - OUTROS CIRCUITOS DE PROTEÇÃO ................................................ 67 10 - CIRCUITOS DE COMANDO DE GATE PARA IGBTs................................ 68 10.1 - INTRODUÇÃO ...................................................................................... 68 10.2 - PERDAS E ESFORÇOS EM RELAÇÃO AO CIRCUITO DE COMANDO ...................................................................................................................................... 68 10.3 - REQUERIMENTO DE CIRCUITOS DE COMANDO DE GATE ISOLADOS ................................................................................ 71 10.4 - EXEMPLOS DE CIRCUITOS DE COMANDO ISOLADOS............... 73 11 - REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS .............................................................. 101 _____________________________________________________________________________ INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 1 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ CAPÍTULO 1 ESTRUTURA FÍSICA E PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO DO IGBT 1.1 - INTRODUÇÃO Desde que se desenvolvio o primeiro tiristor retificador controlado de silicio (SCR) a fines de 1957, tem surgido grandes adiantos posteriormente no desenvolvimento de dispositivos semicondutores de potência. Até 1970, os tiristores convencionais foram utilizados de maneira exclusiva para o controle da energia elétrica em aplicações industriais. Apartir de 1970, foram desenvolvidos os semicondutores totalmente controlados de potência (na entrada em condução e no bloqueio) para seu aplicação no desenvolvimento de conversores. Entre os príncipais dispositivos não controlados, e controlados estão: os diodos de potência, os tiristores, os transistores bipolares (BJTs), os transistores IGBTs e os transistores de indução estáticos. Dentro da família dos tiristores, os mais conocidos comercialmente são: os tiristores retificadores controlados de silicio (SCR), tiristores bloqueados por gate (GTO), tiristores de indução estático (SITH) e tiristores controlados por MOS (MCT) [53]. O IGBT foi comercialmente disponivel na década do 80 com a primeira geração. Actualmente, tem-se disponiveis dispositivos de segunda e terceira geração com características muito superiores à primeira geração em termos de rapidez de comutação e menores perdas (perdas de condução e comutação). Dentro da terceira geração ja existem fabricantes desenvolvendo dispositivos inteligentes que contêm os circuitos de comando e proteção dentro do mesmo involucro do dispositivo IGBT [45], [52]. A evolução das gerações de cada fabricante ocorre de uma maneira similar como é mostrado no exemplo da Fig. 1.1 que pertenece à Fuji [14]. Observando as curvas da Fig. 1.1, é possível dizer que com a evolução os dispositivos tem-se menores perdas de condução devido à INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 2 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ diminuição da queda de tensão en estado de condução VCEsat e maior rapidez de comutação. 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0 0,5 1 3 1,5 2 2,5 3,5 VCEsat 0,6 t [ s] 0,7 0,8 0,9 1,0 μf [V] 4 4,5 primeira geração segunda geração terceira geração quarta geração Fig. 1.1 - Curvas de Evolução das Gerações da Fuji. 1.2 - CARACTERÍSTICAS DO IGBT EM RELAÇÃO AOS TRANSISTORES BIPOLAR E MOSFET Antes do desenvolvimento dos MOSFETs de potência, o único interruptor estático disponível para aplicações em altas freqüências (5 a 20kHz) e médias potências era o transistor bipolar de potência. A tecnologia deste interruptor evoluiu bastante, permitindo a fabricação de dispositivos com capacidade de suportar corrente de coletor de centenas de amperes e tensões de bloqueio de até 800V [1]. Apesar de permitir a manipulação de potências consideráveis estes dispositivos apresentam algumas desvantagens em sua característica de operação, tais como: • O transistor bipolar é um dispositivo controlado por corrente de base. A corrente de base típica quando opera como interruptor de potência é en torno de 10% a 15% da corrente de coletor. A corrente de base reversa, aplicada para permitir um bloqueio rápido, também é elevada. Estas características fazem com que o circuito de comando seja complexo e caro [1]; INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 3 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ • Neste interruptor ocorre o aparecimento de pontos sobre- aquecidos por aplicação simultânea de valores de tensão coletor-emissor e corrente de coletor elevadas, quando opera com carga indutiva (falha de segunda avalanche). Este tipo de falha é destrutiva para este dispositivo [6]; • O dispositivo apresenta coeficiente de temperatura de tensão de saturação (VCEsat) negativo. Este coeficiente indica que a tensão de saturação (VCEsat) reduz quando a temperatura de junção aumenta, sendo um fenômeno indesejável para realizar o paralelismo, por provocar desequilibrios na distribuição de correntes. Posteriormente, o MOSFET de potência foi desenvolvido para minimizar as limitações do desempenho do transistor bipolar de potência [1]. Este dispositivo é um interruptor com características de controle por sinal de tensão aplicado entre gate-emissor (VGE). A corrente de gate necessária para carregar e descarregar a capacitância de entrada durante as comutações (entrada em condução e bloqueio) é bem baixa, diminuindo consideravelmente a complexidade do circuito de comando e reduzindo o custo. A impedância de entrada do MOSFET de potência é elevada, motivo pelo qual a corrente de gate é pequena em freqüências de operação típicas (centenas de quilohertz). No MOSFET não são observados retardos, que são resultado do tempo de estocagem ou recombinação de portadores minoritários durante o bloqueio. Em relação ao transistor bipolar, apresenta menores tempos de comutação. Esta característica é particularmente atraente em operações de circuitos de alta freqüência, onde as perdas por comutação são dominantes. Os MOSFETs de potência têm uma excelente área de operação segura (SOA)podendo suportar uma aplicação simultânea de elevadas correntes e tensões de curta duração sem a destruição por falha de segunda avalanche, como acontece com o transistor bipolar de potência. Este dispositivo tem coeficiente de temperatura positivo da tensão dreno- fonte em estado de condução (a queda de tensão sobre o dispositivo é INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 4 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ incrementada quando a temperatura aumenta), característica que favorece a equalização de correntes quando for efetuado o paralelismo. O MOSFET de potência é um semicondutor que, em estado de condução, comporta-se como um resistor entre dreno e fonte. A tensão de ruptura do dispositivo (máxima tensão que pode suportar entre dreno e fonte) depende da espessura da camada do substrato N-base como é mostrada na Fig. 1.3.1 [11]. Para suportar elevadas tensões de operação entre dreno-fonte, a espessura da camada do substrato N-base é incrementada, porém, em contrapartida incrementa-se a resistência de condução dreno-fonte, limitando a capacidade de corrente pelo aumento das perdas de condução [14]. Este é o principal motivo pelo qual os MOSFETs não são convenientes para tensões acima de 1000V. A capacidade de corrente destes interruptores é menor em relação aos transistores bipolares devido à resistência de condução que, além de ser incrementada com a tensão, é incrementada com a temperatura. Para vencer as limitações de ambos os interruptores de potência descritos anteriormente, realizou-se uma integração de suas vantagens: capacidade de corrente de coletor (característica do transistor bipolar) e controle por tensão aplicado entre gate-emissor (característica do MOSFET de potência), num único dispositivo híbrido que denomina-se transistor IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Este dispositivo pertence à família de dispositivos bi-MOS, sendo atualmente o mais avançado em tecnologia disponivel e mais utilizado comercialmente pelas características indicadas a seguir [12]: • Controle por tensão: a entrada em condução e bloqueio do dispositivo é controlada aplicando-se tensão entre gate e emissor. A característica de entrada é idêntica ao MOSFET de potência: sua elevada impedância de entrada denota simplicidade para o circuito de comando, implicando em baixos custos. • Baixas perdas de condução: o canal do IGBT, em estado de condução, é consideravelmente menos resistivo pelo fato de ter-se o substrato P junto ao coletor, responsável pela injeção dos portadores INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 5 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ minoritários (lacunas) na camada resistiva do canal (N-base). O fluxo de corrente de coletor é dado pelos portadores minoritários. • Elevada capacidade de corrente de coletor: pelo fato de apresentar uma característica de saída idêntica ao transistor bipolar de potência, o dispositivo possui uma elevada capacidade de condução de corrente de coletor (centenas de amperes). • Operação em tensões elevadas: com incremento da espessura das camadas do substrato N-base, foi possível alcançar tensões de operação acima de 1000V [9], sem ocorrer o incremento da resistência do canal, fato este que acontece no MOSFET de potência. • Não apresenta problemas de segunda avalanche: o dispositivo pode suportar simultaneamente elevadas tensões e correntes de curta duração sem apresentar problemas de destruição pelo fenômeno de segunda avalanche. ♦ Operação em Altas freqüências : é possível operar o interruptor até 200kHz em condições de comutação não dissipativa [54]. Em condições de comutação dissipativa o transistor pode operar até freqüências de 25kHz. A escolha da freqüência de operação do transistor, dependerá das condições de comutação (Hard Commutation ou Soft Commutation) devido às perdas de comutação pela presença da corrente de cauda. Na literatura, este dispositivo também é conhecido como Conductivity Modulated Field-Effect Transistor (COMFET)[1]. Por natureza, os IGBTs são mas rápidos que os transistores bipolares de potência (BJT) por não apresentar o problema do tempo de estocagem, porém menos rápidos que os transistores MOSFETs de potência. As principais características dos transistores de alta freqüência são comparadas na Tabela 1.2.1. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 6 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ Tabela 1.2.1 - Comparção das Características dos Transististores de Alta Freqüência MOSFET IGBT BIPOLAR TIPO DE COMANDO TENSÃO TENSÃO CORRENTE POTÊNCIA DO CIRCUITO DE COMANDO MÍNIMA MÍNIMA ELEVADA COMPLEXIDADE DO CIRCUITO DE COMANDO SIMPLE SIMPLE GRANDE elevadas correntes de positivas e negativas de base DENSIDADE DE CORRENTE ELEVADA em baixas tensões ______________ BAIXA em altas tensões MUITO ELEVADA pequeno compromisso com os tempos de comutação MEIA severo compromisso com os tempos de comutação PERDAS DE COMUTAÇÃO MUITO BAIXA BAIXA para MEIA depende do compromisso com as perdas das condução MEIA para ALTA dependendo do compromisso com as perdas de condução 1.3 - ESTRUTURA FÍSICA A estrutura física de um transistor IGBT canal N é mostrada na Fig. 1.3.1 e consiste basicamente de quatro camadas e que são: substratos P+, N-base, P-base e N+. A sua construção é baseada no semicondutor de silício (Si). Para mudar suas características elétricas e torná-lo um melhor condutor, é realizado o processo de dopagem, que consiste da adição, ao semicondutor, de elementos químicos em pequena proporção. A estrutura é constituída de camadas de substratos que são chamados P e N. O substrato tipo P é obtido dopando o silício com elementos químicos trivalentes (três elétrons na camada externa de valência), que podem ser: boro, gálio ou índio. Por outro lado, o substrato tipo N é obtido dopando o silício com elementos químicos pentavalentes (cinco elétrons na camada externa de valência), que podem ser: fósforo ou antimônio [10]. A camada P+ é um substrato com forte dopagem de boro (pouco resistiva) e a camada N-base é um substrato com dopagem de fósforo INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 7 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ (altamente resistiva). A formação da junção entre estas duas camadas permite a injeção de portadores minoritários no canal quando o IGBT está no estado de condução, desta maneira reduzindo-se consideravelmente a potência dissipada no estado de condução [12]. Este processo também é conhecido como modulação de condutividade. A modulação de condutividade no caso de um MOSFET não é favorável, pois o canal é constituído por elementos altamente resistivos (substrato tipo N), e a maior parte das suas perdas ocorre nesta região em estado de condução, tipicamente 70% num dispositivo de 500V [8]. A estrutura física do IGBT difere da estrutura física do MOSFET pela presença do substrato P+ que encontra-se junto ao terminal de coletor como são mostrados nas Figs. 1.3.1 e 1.3.2. DRENO P-BASE P-BASE N-BASE N+N+N+ N+ FONTE GATE METAL SiO 2 J2 J1 Fig. 1.3.1 - Estrutura Física do MOSFET Canal N. INEP- Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 8 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ COLETOR P+ INJEÇÃO DE PORTADORES MINORITARIOS P-BASE P-BASE N-BASE P N+N+N+ N+ EMISSOR GATE METAL SiO 2 J2 J3 J1 Fig. 1.3.2 - Estrutura Física do IGBT Canal N. O circuito equivalente é mostrado na Fig. 1.3.3 sobre a própria estrutura física, para um melhor entendimento. A presença das quatro camadas gera um tiristor parasita, composto pelos transistores bipolares PNP e NPN, como mostra a Fig. 1.3.3 e Fig. 1.3.4. A operação deste tiristor é altamente indesejável, pois provoca a perda do controle da corrente de coletor e como conseqüência, a sua respectiva destruição por aquecimento. Para evitar sua destruição, a resistência Rst do sustrato P- base (Fig. 1.3.3) deve ser bem baixa de maneira a reduzir a queda de tensão a valores inferiores a 0,6 V (o transistor parasita NPN não deve ser polarizado). O componente MOSFET canal N do circuito equivalente, tem a função de controlar a corrente de base do transistor PNP durante seu operação. Na realidade, no IGBT a corrente de coletor é basicamente controlada através deste componente, dado pelos substratos N-base, P-base e N+. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 9 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ COLETOR P+ P-BASE P-BASE N-BASE N+N+N+ N+ EMISSOR GATE METAL SiO2 EMISSOR J1 J2 J3 T modR 2 1 R T st Fig.1.3.3 - Estrutura Física e Circuito Equivalente do IGBT Canal N. Gate Coletor Emissor NPN PNP T T R iC Tiristor Rmod 1 2 st ibasePNP MOSi Fig.1.3.4 - Circuito Equivalente do IGBT Canal N. 1.3.1 - SÍMBOLO DO DISPOSITIVO O transistor IGBT utilizado em eletrônoca de potência é do tipo canal-N, o qual é representado através do símbolo mostrado na seguinte figura [11]: INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 10 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ (Coletor) (Gate) (Emissor) E G C Fig. 1.3.1.1 - Símbolo do Transistor IGBT Canal-N. 1.4 - PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO Como o IGBT resulta da combinação de uma estrutura MOS e de uma estrutura bipolar, sua análise difere de ambos os dispositivos de potência. Para compreender sua operação, é necessário o conhecimento da física do transistor MOSFET de potência e do transistor bipolar de potência. Nesta seção é descrito o princípio de operação do dispositivo e, para tal finalidade, não é considerada a situação da operação do tiristor parasita que provoca perda de controle da corrente de coletor. A causa da condução do tiristor parasita será explicada no item de fenômeno de latch-up. 1.4.1 - CAPACIDADE DE BLOQUEIO REVERSO O IGBT não entra em condução (fluxo de corrente de coletor) quando uma tensão negativa entre coletor-emissor (-VCE) é aplicada, apesar de ter-se uma tensão positiva entre gate-emissor (VGE) acima do valor de limiar (threshold voltage), pelo simples fato da junção J3 (formada entre as camadas P+ e N-base) estar polarizada reversamente (ver Fig. 1.3.2). A polarização reversa da junção provoca a formação de uma camada de depleção na região, garantindo desta maneira a capacidade de bloqueio reverso do dispositivo. Esta característica é mostrada através da Fig. 1.4.1.1. É importante dejar claro que a tensão de INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 11 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ ruptura reversa, depende essencialmente da espessura da camada resistiva N-base. As duas tecnologias modernas existentes atualmente, PT (Punch-Through) e NPT (Non-Punch-Through), relativas à estrutura do dispositivo, apresentam características de saída diferentes, as quais serão explicadas posteriormente no capítulo 4. VCE I VCER C ICR característica diretacaracterística reversa região ativa incremento da tensão de gate Fig. 7 - Característica de Saída do IGBT (genérico) 1.4.2 - CAPACIDADE DE CONDUÇÃO DIRETA Para que o IGBT se encontre em estado de condução direta (forward conduction), é necessário aplicar simultaneamente tensões positivas entre gate-emissor (VGE) e coletor-emissor (VCE). Aplicando-se estas duas tensões, vence-se a depleção da junção J2 entre as camadas P- base N-base e a depleção da junção J3 entre as camadas P+ N-base (ambas as junções devem ser polarizadas diretamente). A tensão gate- emissor positiva deve ser suficientemente elevada, acima da tensão de limiar, para que a resistência do canal MOS seja pequena durante o fluxo de corrente de coletor. A resistência no canal do IGBT é baixa devido à modulação de condutividade proporcionada pela injeção de portadores minoritários (lacunas) desde a região P+ dentro da região N-base altamente resisitiva. A densidade de portadores minoritários injetados na região N-base é tipicamente de 100 a 1000 vezes maior em relação ao nível de portadores da camada N-base do MOSFET de potência. Por este motivo é reduzida drásticamente a resistência do canal do IGBT em INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 12 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ relação à resistência do canal do MOSFET de potência. Esta característica permite operar o IGBT em elevadas densidades de corrente durante o estado de condução. Como a camada N-base do IGBT deixa de ser altamente resistiva com a injeção de portadores minoritarios, para aumentar a capacidade de operação com tensões acima de 1000V é suficiente aumentar a espessura desta camada. Devido a ésta característica, atualmente tem-se IGBTs de 3300V e 1200A para aplicação em tração elétrica [55]. Não deve ser esquecido que o fluxo de corrente de coletor do IGBT ocorre pela injeção de portadores minoritários (lacunas) na camada N-base pela presença da junção J3, polarizada diretamente. 1.4.3 - CAPACIDADE DE BLOQUEIO DIRETO O bloqueio do IGBT quando encontra-se em estado de condução, é alcançado reduzindo-se a tensão entre gate e emissor a um valor menor ao valor de limiar. A tensão abaixo do valor de limiar é alcançada curto- circuitando o terminal gate ao terminal emissor com um resistor de baixo valor de resistência. Em estas condições, a junção J2 é polarizada reversamente bloqueando o fluxo de corrente através do canal MOS do dispositivo (ver Fig. 1.3.2). O bloqueio é realizado em condições de tensão coletor-emissor positivo. Observando o circuito equivalente do IGBT mostrado na Fig. 1.3.3, o bloqueio da corrente de coletor do IGBT é realizado através do MOSFET que bloqueia a corrente de base do transistor PNP. A característica de saída do IGBT é controlada através da tensão aplicada entre gate-emissor VGE. Para realizar a transição do estado de condução ao estado de bloqueio, o gate, que inicialmente tem um valor positivo de tensão, é ligado ao emissor por um circuito externo, provocando-se a descarga da capacitância intrínseca de entrada dada pelo paralelo das capacitâncias entre coletor-gate e gate-emissor. A descida abrupta da tensão entre gate e emissor até um valor abaixo do limiar, permite como conseqüênciaum decrescimento abrupto da corrente de coletor até um certo valor, como resultado, tem-se a súbita redução a zero da corrente do canal MOS devido aos elétrons. A magnitude da queda INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 13 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ abrupta na corrente de coletor - ΔIC - no instante t1 (ver Fig. 1.4.3.1), é grande devido ao baixo ganho de corrente do transistor PNP do circuito equivalente, βPNP, que encontra-se na faixa de 0,4 a 0,5. Isto implica que a corrente de base do transistor PNP, que é a mesma corrente que flui pelo canal MOS (ver Fig 1.3.4) é igual a: ibasePNP = iMOS = iC/(1+βPNP). Após cair abruptamente, a corrente de coletor decresce continuamente de maneira mais lenta devido à alta densidade de portadores minoritários injetados na região N-base (ver Fig. 1.3.2). Tais portadores necessitam de tempo para sua recombinação, o que resulta numa corrente de coletor residual indesejada que somente causa perda de energia durante a comutação de bloqueio do dispositivo. Esta corrente residual é conhecida na literatura como corrente de cauda (tail current) [12]. As formas de onda típicas de tensão e corrente durante o bloqueio do dispositivo são mostradas na Fig. 1.4.3.1. A queda abrupta da corrente de coletor (ΔIc) causa derivadas de corrente de coletor (dic/dt) de elevado valor, que devido à presença de indutâncias parasitas do layout e do proprio dispositivo, gera elevadas tensões sobre o interruptor durante o bloqueio, muitas vezes pode provocar seu destruição. Esta queda abrupta pode ser alterada controlando-se a tensão entre gate-emissor durante o bloqueio. Isto é alcançado com a descarga lenta da capacitância de entrada através de uma resistência adequada ligada entre gate e emissor durante o bloqueio. Na Fig. 1.4.3.2 é mostrada a diminuição (dic/dt) com o incremento do valor do resistor conectado entre gate e emissor durante o bloqueio. É importante indicar que com o incremento do valor do resistor conectado entre gate e emissor (RGE) durante o bloqueio o efeito da redução da corrente de cauda, corrente indesejada, é ínfima [1] como é mostrada na Fig. 1.4.3.2. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 14 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ t t VGE iC t1 Δ Ic cauda t iC aumento de RGE vCE aumento de RGE iC vCE Fig. 1.4.3.1 - Características de Bloqueio. Fig.1.4.3.2 - Corrente de Coletor com a Variação de RGE Durante o Bloqueio. 1.5 - FENÔMENO DE LATCH-UP A presença de quatro camadas na estrutura do IGBT (Fig. 1.3.2) provoca a formação de um tiristor parasita dado pelos transistores bipolares PNP e NPN como mostram as Fig. 1.3.3 e 1.3.4. A entrada em condução deste tiristor provoca a perda de controle da corrente de coletor através do gate do dispositivo. Este fenômeno é denominado de latch-up. O tiristor entra em condução quando o transistor bipolar NPN é polarizado. Portanto, a polarização deste transistor deve ser evitada. Se ocorre o fenômeno de latch-up o IGBT é destruído por excesso de calor nas junções semicondutoras. Se acontece este fenômeno é impossível realizar uma proteção ativa através do gate e, somente uma redução da tensão de coletor-emissor ou inversão de sua polaridade antes de sua destruição - ambas de difícil realização prática - podem salvar da destruição o dispositivo. Para evitar este fenômeno, os fabricantes de IGBTs reduzem a resistência Rst do substrato P-base (ver Fig. 1.3.2), pois, quando a queda de tensão sobre a mesma (causada pela corrente de coletor, derivadas de tensão, etc.) supera 0,6V, o transistor NPN é polarizado, provocando o o fenômeno de latch-up. O fenômeno de latch-up no IGBT ocorre durante o estado de condução por elevado valor de corrente de coletor, ou durante os estados INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 1 - Estrutura Física e Princípio de Operação do IGBT 15 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ de comutação do IGBT por derivadas de tensão entre coletor e emissor. Na literatura, o latch-up no estado de condução é conhecido como fenômeno de latch-up estático e, o latch-up nos estados de comutação é conhecido como fenômeno de latch-up dinâmico [1]. Em ambos os tipos de fenômenos de latch-up, o perigo aumenta quando é incrementado a temperatura de junção [17]. 1.6 - CONCLUSÃO Neste capítulo foram indicadas as vantagens e desvantagens dos transistores bipolar e MOSFET, ambos operando como interruptor de potência. Também foram mencionados as vantagens do transistor IGBT em relação aos transistores bopolar e MOSFET. A única desvantagen do IGBT é o problema da corrente de cauda que ocorren durante o bloqueio devido à recombinação de portadores minoritarios injetados na região N- base e que aumenta o efeito com o incremento de temperatura. Este problema é difícíl evitar externamente através de circuitos. Sua melhora é possível somente através de técnicas de fabricação. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 1 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ CAPÍTULO 2 DEFINIÇÃO DE PARÂMETROS DO IGBT 2.1 - INTRODUÇÃO No instante de projetar um IGBT para seu aplicação num conversor é importante análisar todas suas características, que as mesmas são indicadas no catálogo do dispositivo. Para que o dispositivo apresente um bom desempenho em seu operação como interruptor, as grandezas de tensão, corrente, temperatura e freqüências devem encontrar-se por debaixo dos valores máximos recomendados pelos fabricantes. No caso de permitir a operação do IGBT com valores das grandezas acima dos valores nominais existirá o perigo de seu destruição por excesso de temperatura de seus junções. 2.2 - CARACTERÍSTICAS DE SAÍDA A característica de saída do IGBT é dada pela corrente de coletor (IC) em função da tensão coletor-emissor (VCE), tomando como parâmetro a tensão gate-emissor VGE. A característica de saída normalmente é apresentada por meio de curvas nos catálogos, como é mostrado no exemplo da Fig. 2.2.1. Estas curvas são bastante úteis, pois fornecem ao projetista a informação do comportamento da corrente de coletor e tensão coletor-emissor durante a operação. Como interruptor de potência, o IGBT deve operar na região de saturação para apresentar uma baixa queda de tensão em estado de condução VCEsat. Esta escolha é devido às perdas de condução, que são proporcionais à tensão coletor-emissor VCE. Para operar nesta região, a tensão gate-emissor VGE deve ser maior que 10V. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 2 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 5 10 15 200 0 25 50 75 100Ic [A] VCE [V] 7V 8V 9V 10V 11V20V 18V 15V 13V 12V VGE Ptot = 400W REGIÃO LINEARREGIÃO DESATURAÇÃO Fig. 2.2.1 - Característica de Saída do IGBT SKM50GB100D (Semikron). 2.3 - CARACTERÍSTICA DE TRANSFERÊNCIA A característica de transferência do IGBT é dada pela corrente de coletor em função da tensão gate-emissor(VGE), tomando como parâmetro uma determinada tensão coletor-emissor. Esta característica é normalmente apresentada por meio de uma curva, como são mostradas nos exemplos das Fig. 2.3.1 e Fig 2.3.2 para dois IGBTs de diferentes fabricantes. Estas curvas fornecem a informação do comportamento da corrente de coletor quando é aplicada uma determinada tensão entre gate- emissor VGE ao dispositivo. 5 100 0 25 50 75 100 I [A] VGE [V] 15 SKM50GB100D 20 C VCE = 20V Fig. 2.3.1 - Função de Transferencia (Semikron). INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 3 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 0.01 0.1 10 100 [A] 10 15 20 25 cI GEV [V] 1 1000 jT = 150 C o jT = 25 C o CCV = 100V IRGPH40F Fig. 2.3.2 - Função de Transferencia (International Rectifier). 2.4 - TENSÃO DE SATURAÇÃO [VCEsat] A tensão de saturação VCEsat do IGBT, é aquela tensão que permanece entre coletor-emissor durante o estado de condução [11]. Na literatura, esta tensão também é conhecida como tensão em estado de condução (on-state voltage) ou simplesmente queda de tensão direta (forward voltage drop). Para um valor de corrente de coletor, a tensão coletor-emissor VCE decresce quando a tensão entre gate-emissor VGE supera o valor de limiar, até finalmente atingir o valor de saturação VCEsat. O baixo valor da tensão de saturação VCEsat depende da tensão gate- emissor, como se observa na Fig. 2.2.1 (Região de saturação). Valores muito elevados entre gate-emisssor (VGE>20V) não surtirão efeito sobre a redução da tensão VCEsat [8], constituindo uma espécie de saturação, como mostrado na Fig. 2.2.1. O valor de tensão de saturação, multiplicado pela corrente de coletor, fornece a potência dissipada no estado de condução (não inclui as perdas de comutação) [12]. A tensão de saturação VCEsat pode ter coeficiente de temperatura negativo, até um certo valor de corrente de coletor e positivo logo acima deste valor, ou simplesmente pode ser negativo ou positivo, dependendo da tecnologia do semicondutor. Estas características são examinadas nos seguintes ítens. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 4 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 2.4.1 - COEFICIENTE DE TEMPERATURA NEGATIVO DE VCEsat Diz-se que o IGBT tem coeficiente de temperatura negativo de VCEsat, quando para um incremento da temperatura da junção desde 25oC até sua temperatura máxima 125oC, por incremento de corrente de coletor, ocorre o decrescimento da tensão de saturação VCEsat entre coletor- emissor. Este fenômeno é possível observar nas curvas do exemplo da Fig. 2.4.1, que relacionam a corrente de coletor e tensão de saturação coletor-emissor (VCEsat). Observando esta figura, o coeficiente de temperatura negativo ocorre desde zero até uma corrente de coletor de aproximadamente 110A. Portanto, em um dispositivo com características de coeficiente de temperatura negativo este fenômeno ocorre na faixa de corrente de coletor de zero até valores quase nominais especificados no catálogo (IC = ICnom). Como a característica de saída do IGBT resulta da combinação das características do transistor bipolar e MOSFET, o coeficiente negativo é o resultado do efeito das características do transistor bipolar equivalente[5]. O IGBT com estas características é conveniente, pois permite a redução das perdas de condução, que são função da tensão de saturação VCEsat. Por outro lado, os IGBTs com características de coeficiente de temperatura negativo são inadequados para a realização do paralelismo, pois provocam uma má distribuição da corrente de coletor durante a operação [4]. 0 1 2 3 4 5 0 40 80 120 160 200 VCEsat [V] Ic [A] GEV = 15V Tj = 25 C Tj = 125 CO O Fig. 2.4.1.1 - Tensão de Saturação Coletor-Emissor de um Dispositivo com Coeficiente de Temperatura Negativo. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 5 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 2.4.2 - COEFICIENTE DE TEMPERATURA POSITIVO DE VCEsat Diz-se que o IGBT tem coeficiente de temperatura positivo de VCEsat quando, para um incremento da temperatura da junção de 25oC até seu valor máximo 125oC devido ao incremento de corrente de coletor, acontece um crescimento da tensão de saturação VCEsat entre coletor- emissor. Este fenômeno ocorre em toda a faixa de variação da corrente de coletor como é mostrado na Fig. 2.4.2.1. O dispositivo com coeficiente de temperatura positivo apresenta as mesmas características de um transistor MOSFET [5]. Os IGBTs com características de coeficiente de temperatura positivo são adequados para realizar o paralelismo, pois permitem uma boa distribuição da corrente de coletor [4]. O IGBT é conveniente para o paralelismo, sempre e quando o coeficiente de temperatura positivo seja dado em toda a faixa de variação da corrente de coletor. Isto implica que um IGBT com as características da Fig. 2.4.1.1 que apresenta coeficiente positivo somente para correntes acima do valor nominal não é conveniente. 0 1 2 3 4 5 0 40 80 120 160 200 VCEsat [V] Ic [A] 6 7 8 9 GEV = 15V Tj = 25 C Tj = 125 C O O Fig. 2.4.2.1 - Tensão de Saturação Coletor-Emissor de um Dispositivo com Coeficiente de Temperatura Positivo. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 6 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ Para um mesmo nível de corrente de coletor IC os dispositivos com coeficiente de temperatura positivo apresentam uma tensão de saturação (VCEsat) maior em comparação aos dispositivos com coeficiente de temperatura negativo como é observado nas Figs. 2.4.1.1 e 2.4.2.1 respectivamente. É importante indicar que na atualidade existem tecnologias de IGBTs com coeficientes de temperatura negativo (comumente utilizados) fabricados pela Fuji, Powerex/Mitsubishi, International Rectifier, Harris, General Electric, SGS-Thompson, Toshiba, Hitachi, etc. Por outro lado, existem, tecnologias de IGBTs que apresentam coeficiente de temperatura positivo fabricados pela Siemens e Semikron [9], conforme é comentado no capítulo 4. 2.5 - TENSÃO GATE-EMISSOR [VGE] A tensão gate-emissor VGE é aplicada ao terminal de gate utilizando- se um circuito de comando projetado para fornecer a tensão recomendada no catálogo do IGBT. Quando a tensão aplicada ao gate é positiva e maior à tensão de limiar, o dispositivo entra em condução. Por outro lado, quando a tensão aplicada ao gate é menor à tensão de limiar o dispositivo é bloqueado. A seguir será explicada com maior detalhe sobre as tensões de polarização do IGBT. 2.5.1. - TENSÃO DE LIMIAR [VGE(th)] A tensão de limiar (threshold voltage) é a mínima tensão gate- emissor positiva que permite a entrada em condução do IGBT. Quando a tensão gate-emissor é incrementada desde zero, enquanto a mesma não superar o valor de limiar, o IGBT permanece bloqueado. As tensões de limiar nos dispositivos IGBT estão dentro da faixa de 2V a 5V. Esta tensão normalmente é especificada no catálogo do dispositivo e depende da corrente de coletor. A tensão de limiar gate-emissor decresce com o aumento da temperatura do dispositivo, como é mostrado no exemplo da Fig. 2.5.1.1 [11]. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros doIGBT 7 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ -100 -50 0 50 100 150 0 0,2 0,4 1,2 0,6 0,8 1,0 1,4VGE(TH) 200 (Normalizado) Temperatura de Cápsula [ C]o Fig. 2.5.1.1 - Tensão de Limiar VGE(th) em Função da Temperatura. 2.6.2 - TENSÃO GATE-EMISSOR POSITIVA [+VGE] A máxima tensão gate-emissor positiva que é possível aplicar ao IGBT, é especificada no catálogo do dispositivo como um parâmetro máximo absoluto. Uma tensão gate-emissor positiva acima do valor da tensão de limiar VGE(th) , permite a entrada em condução do dispositivo. A mesma, não deve ser baixa para garantir uma tensão de saturação VCEsat reduzida e como conseqüência permitir baixas perdas de condução. Usualmente, a máxima tensão é especificada em +20V. Na prática, normalmente a tensão positiva gate-emissor é assumida em +15V por recomendação de muitos fabricantes para limitar a corrente de curto- circuito. Não deve ser aplicada tensão positiva gate-emissor acima de 20V pelas características da camada de óxido de silício da região MOS, principalmente a espessura. A rigidez dielétrica desta camada é tipicamente de 80V motivo pelo qual, por confiabilidade, a tensão VGE é limitada em +20V. 2.5.3 - TENSÃO GATE-EMISSOR NEGATIVA [-VGE] A tensão gate-emissor negativa durante a comutação de bloqueio ou estado bloqueado, não é necessária, porém, é recomendada por muitos fabricantes para situações tais como ruídos, dvCE/dt, oscilações devido aos elementos parasitas, que podem levar a uma entrada em condução não INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 8 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ desejada do dispositivo e, como conseqüência, podem provocar um curto- circuito. Principalmente em conversores com topologia em ponte (meia ponte ou ponte completa) onde os interruptores do braço operam complementarmente é imprescindível a aplicação da tensão negativa de gate [13],[14]. Durante o bloqueio do dispositivo, ocorre uma elevada derivada de VCE (dvCE/dt) entre as terminais de coletor e emissor causando deslocamento de corrente pelas capacitâncias CCG e CGE (Fig. 2.5.3.1) e as mesmas ficam carregadas. Se a tensão VGE , resultante desta carga, superar o valor de tensão de limiar VGE(th), o componente entra em condução, o que é indesejável no instante da comutação, pois pode provocar curto- circuito de braço. A utilização de tensão gate-emissor negativa garante a descarga da capacitância CGE , evitando a ocorrencia descrita. E G C RG(off) CCG dv /dt CGE i = C *dv /dtCGCG CE CE Fig. 2.5.3.1 - Fluxo de Corrente através das Capacitâncias do IGBT devido à elevada dvCE/dt. 2.6 - TENSÃO DE RUPTURA COLETOR-EMISSOR (BVCES) É a mínima tensão que pode provocar a ruptura dielétrica da junção coletor-emissor do IGBT durante a comutação e em estado bloqueado. Quando é superado este valor de tensão, pela presença de indutâncias parasitas e diC/dt ou aplicações de tensões de barramento acima deste valor, existe o perigo da destruição do dispositivo. Este detalhe deve ser considerado ao projetar o dispositivo para seu aplicação num conversor. A INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 9 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ tensão de reptura, BVCES, é normalmente especificada no catálogo em função da corrente de coletor (corrente de dispersão de coletor, expresada em μA) e tensão gate-emissor nula, para uma temperatura de 25oC. A tensão de ruptura coletor-emissor de um IGBT incrementa com a temperatura de junção, o que implica que o dispositivo apresenta coeficiente de temperatura positivo. Por exemplo para um IGBT de 600V, a tensão de ruptura é de 600V na temperatura de 25oC e de 550V na temperatura de -40oC [56]. 2.7 - TENSÃO DE RUPTURA EMISSOR-COLETOR (BVECS) É a mínima tensão emissor-coletor, BVECS, que pode provocar a ruptura da junção coletor-base do transistor PNP do circuito equivalente e como conseqüência causar a destruição do IGBT. A capacidade de tensão emissor-coletor do IGBT depende muito do tipo de tecnologia. Os IGBTs da tecnologia PT (Punch Through) são destruidos com baixas tensões de emissor-coletor (menores que 60V), por outro lado, os IGBTs da tecnologia NPT (Non Punch Through) são capaces de suportar tensões coletor-emisor e emissor-coletor do mesmo valor absoluto. Estes casos são explicados com mais detalhes no capítulo de tipos de tecnologias de IGBTs. Quando são aplicados IGBTs da tecnogia PT em conversores, alguns cuidados devem ser tomados. Por exemplo no braço do conversor meia ponte da Fig. 2.7.1, a presença de indutâncias parasitas (LS1 e LS2) por um péssimo layout da ligação dos diodos em antiparalelo com os interruptores e presença de derivadas (diD1/dt e diD2/dt) durante as entradas em condução dos diodos, provocam tensões emissor-coletor que podem superar a tensão de ruptura (BVECS). No exemplo da Fig. 2.7.2, a tensão emissor-coletor sobre o IGBT é igual à tensão negativa da fonte alternada Vi, que facilmente pode superar a tensão de ruptura e provocar a destruição do dispositivo se for de tecnologia PT. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 10 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ s1L D1 D2 T1 T2 s2L i Fig. 2.7.1 - Indutâncias Parasitas em Série com os Diodos AC Vi Carga S1 + _VCE Fig. 2.7.2 - Neste Tipo de Aplicação o PT-IGBT é Destruido. 2.8 - CORRENTE CONTÍNUA NOMINAL DE COLETOR (IC) Esta corrente é especificada no catálogo do dispositivo em função da temperatura de cápsula. Ele define a máxima corrente contínua que pode fluir através do IGBT na condição da temperatura de cápsula especificada. Em uma aplicação é recomendado que pelo dispositivo circule uma corrente de 90% do valor nominal especificado, por questões de segurança. Quando é realizado o cálculo térmico do dispositivo, as recomendações térmicas indicadas no catálogo devem ser tomadas em consideração. Para facilitar o projeto, muitos dos fabricantes mostram a curva que relaciona a corrente de coletor em função da temperatura de cápsula como é mostrada no exemplo da Fig. 2.8.1. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 11 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 25 50 75 1000 0 25 50 75 100Ic [A] TC [ C]o 125 150 SKM40GB101D V = 15VGE Fig. 2.8.1 - Corrente de Coletor em Função da Temperatura de Cápsula (Semikron). 2.9 - CORRENTE DE PICO DE COLETOR (ICM) É a máxima corrente absoluta de pico repetitiva que circula através do dispositivo em condições normais de operação. Normalente o valor desta corrente encontra-se acima do valor da corrente contínua nominal. A largua do pulso da corrente é limitada pela máxima temperatura de junção especificado no catálogo do dispositivo. Na aplicação do dispositivo, as correntes de pico ocorrem como conseqüências da recuperação do diodo de roda livre devido a uma carga indutiva ou características proprias de operação do conversor. 2.10 - TENSÃO NOMINAL COLETOR-EMISSOR (VCE) Esta tensão é especificada no catálogo do dispositivo e por nenhuma razão deve ser excedido de seu valor. Os picos de tensão provocados pela presença de indutânciasparasitas devem encontrar-se por debaixo deste valor. Quando existe picos de tensão de curta duração deve ser colocado um circuito de proteção para garantizar que a tensão sobre o interruptor este por debaixo do valor especificado. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 12 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 2.11 - CAPACITÂNCIAS DO DISPOSITIVO As capacitâncias intrínsecas do IGBT aparecem pela presença das diferentes camadas de substratos que compõem a estrutura física. Estas capacitâncias são indesejaveis, pois causam problemas durante a operação do dispositivo. Entre os problemas estão: os atrasos durante as comutações em cada periodo de operação, proporcionam um caminho para a circulação de corrente pela aparecimento de derivadas de tensão entre as terminais de coletor e emissor provocando entrada em condução indevido do dispositivo (quando de trabalha com braços pode provocar curto- circuito de braço). Em comparação ao MOSFET de potência, para uma mesma capacidade de corrente nominal, o IGBT apresenta capacitâncias de menor valor, portanto, durante as comutações necessitam menores valores de energia para carregar. As capacitâncias do dispositivo são: capacitância gate-emissor, capacitância gate-coletor (capacitância Miller) e capacitância coletor- emissor. As capacitâncias especificadas nos catálogos são: capacitância de entrada (Cies), que resulta do paralelo entre as capacitâncias CGC e CGE, capacitância de saída (Coes), que é igual ao paralelo das capacitâncias CCE e CGC e a capacitância de transferência reversa (Cres), que é igual a CGC [13],[15]. As capacitâncias Cies, Coes e Cres são de fácil medição. A rapidez de comutação do dispositivo depende da carga e descarga da capacitância de entrada Cies, portanto, é conveniente que ela seja pequena. A Fig. 2.11.1 mostra a disposição das capacitâncias em torno dos terminais do dispositivo: INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 13 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ COLETOR EMISSOR GATE C CE C GE C GC CC C C CC C C GEGCies = + CE +=oes res = GC GC Fig. 2.11.1 - Capacitâncias Intrinsecas do IGBT. As capacitâncias intrínsecas do IGBT normalmente são expresadas em função da tensão coletor-emissor VCE como são mostradas nas Figs. 2.11.2 e 2.11.3. Observando as curvas podemos concluir que as capacitâncias incrementam seu valor quando a tensão coletor-emissor decresce. 0.01 1 0,1 10 10 20 30 V [V] CE [nF] Cies SKM50GB100D 0 40 Coes Cres C Fig. 2.11.2 - Capacitâncias Tipicas vs. Tensão Coletor-Emissor, ( Semikron). INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 14 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 0 400 1600 2400 10 100 V [V] CE [pF] C ies IRGPH40F 1 800 1200 2000 C C oes C res V = 0V, f = 1MHzGE Fig. 2.11.3 - Capacitâncias Tipicas vs. Tensão Coletor-Emissor (International Rectifier). 2.12 - CARACTERÍSTICA DE CARGA DE GATE O IGBT além de ser um dispositivo controlado por tensão, necessita um pulso de corrente para carregar e descarregar las capacitâncias intrinsecas durante a entrada em condução e bloqueio. Esta carga normalmente é dada no catálogo do dispositivo na forma de curva com a denominação de característica de carga de gate. A área sombreada limitada por VGE(on) e VGE(off) representa a energia total requerida (ETOT=ΔQ∗ΔV) do circuito de comando de gate, onde a variação de tensão de gate-emissor é igual a: ΔV=VGE(on)-VGE(off). A área sombreada acima da curva representa a energia dissipada pelo resistor de gate, e a área sombreada por debaixo a curva representa a energia fluindo para o gate para carregar a capacitância de entrada. O circuito de comando deve ser capaz de fornecer energia total. Com a seguinte relação é possível encontrar a corrente de pico de gate em função de RG. I V V RGpk GE on GE off G = −( ) ( ) (2.1) INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 15 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ Na Fig. 2.12.1, a linha desde 0 até 1 mostra a carga fornecida à capacitância de entrada Cies em quanto a tensão gate-emissor cresce desde VGE(off) até aproximadamente a tensão de limiar VGE(th). Desde este ponto o dispositivo começa a entrar em condução e a corrente de gate tem alcançado seu máximo valor (IGpk). Desde o ponto 1 para o ponto 2, o efeito Miller toma lugar, a capacitância de entrada torna-se bastante grande e a tensão gate-emissor permanece constante mesmo com o circuito de comando fornecendo corrente ao gate. Durante este intervalo de tempo o circuito de comando deve fornecer uma corrente de carga elevada para o gate sem degradar a tensão VGE. Quando finaliza o efeito Miller, a tensão de gate incremente até atingir o valor final de VGE no ponto 3 (normalmente 15V) e o IGBT esta em completa condução. Para o Bloqueio do IGBT o ciclo de descarga é aproximadamente a mesma pórem inversamente. 0 -800 -400 0 400 800 -12 -8 -4 0 4 Q [nC] VGE [V] G VGE(on) V = 1200VCE 1200 1600 2000 20 16 12 8 V = 800VCE VGE(off) resistor de gate gate do IGBT 0 1 2 3 Fig. 2.12.1 - Característica de Carga de Gate (IGBT de 150A/1600V) [49] INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 16 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 2.13 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA (SOA) A área de operação segura (SOA - Safe Operating Area) de um interruptor IGBT define os limites da capacidade da máxima corrente de coletor IC e da máxima tensão coletor-emissor VCE sob certas condições de operação para não provocar a destruição por sobreaquecimento ou ruptura dielétrica do material semicondutor por sobretensão. Proteger os IGBTs contra distúrbios causados por sobrecorrentes e sobretensões é um tópico importante no desenvolvimento de circuitos de potência. Na prática, devem ser respeitadas as três condições de área de operação segura, que são descritas a seguir. 2.13.1 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE POLARIZAÇÃO DIRETA (FBSOA) As curvas FBSOA (Forward Bias Safe Operating Area) que são mostradas no exemplo da Fig. 2.13.1, limitam a máxima corrente de coletor IC através do dispositivo para um determinado valor de tensão coletor-emissor VCE em estado de condução. O tempo de duração dessa máxima corrente não deve superar ao valor indicado por meio de (tP) por limitações termicas. Cada curva é limitante para um tempo de duração tP de um único pulso (ou pulsos repetitivos porém com razão cíclica muito baixa (D = 0,01), como mostra a Fig. 2.13.1.1 [11], [12]. Também existe a curva para um fluxo de corrente contínua CC, onde o tempo de duração do pulso de corrente de coletor é infinito (tP = ∞). É importante realçar que os pulsos de corrente de coletor com tempo de duração tP que fluem pelo dispositivo, sob determinado valor de tensão coletor-emissor VCE, não são repetitivos. Por razões térmicas, o valor da corrente de coletor não pode ser excedido, mesmo com boa refrigeração ou operação não repetitiva [12]. Para uma melhor compreensão, se for considerado um ponto sobre a reta de 1ms, istoimplica que o dispositivo pode suportar por 1ms a corrente de coletor submetido ao valor de tensão de coletor-emissor correspondente ao ponto considerado. Superado este tempo, existe o perigo de sua destruição por excesso de temperatura. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 17 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ Como mostra a figura, as retas inclinadas são devido às limitações térmicas, dissipação de potência e capacidade de corrente dos terminais metálicos internos. 0.1 10 100 1000 [A] 10 100 1000 10000 10 s 100 s CC 100ms 10ms 1ms tp = cI V = f (Ic) CEV [V] CEsat Tcase = 25 C T = 150 C D = 0,01 SKM50GB100D o o 1 J μ μ 1 D = tp tc Ic ICM tp t = 1/fc t di /dtc Fig. 2.13.1.1 - Área de Operação Segura FBSOA para Pulsos Repetitivos (SEMIKRON). 2.13.2 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE COMUTAÇÃO DE BLOQUEIO (RBSOA) A área de operação segura de comutação de bloqueio (turn-off switching SOA), também conhecida na literatura como RBSOA (Reverse Bias Safe Operating Area) [11], é mostrada no exemplo das Figs. 2.13.2.1 e 2.13.2.2. Esta área é delimitada pela curva entre a corrente de coletor IC, e a tensão coletor-emissor VCE durante a comutação de bloqueio. A corrente de coletor não deve superar os limites por motivo de limitação de dissipação de energia [13]. O tempo da ocorrência simultânea de corrente de coletor IC e tensão coletor-emissor VCE durante o bloqueio não é INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 18 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ indicado pelo fabricante, pois os tempos de comutação são pequenos em relação aos pulsos que o IGBT pode suportar na área de operação segura FBSOA. Esta é a principal razão para que esta área seja do tipo retangular. Esta área é importante para projetar um circuito snubber e garantir a tensão coletor-emissor VCE dentro dos limites do RBSOA quando o IGBT é bloqueado. O tempo de descida da corrente de coletor depende do valor da resistência RGE, portanto o dispositivo é caracterizado como uma função de RGE para uma carga resistiva bem como para uma carga indutiva. Esta área é normalmente fornecida pelo fabricante. No IGBT, não há fenômeno de segunda avalanche envolvida no bloqueio como no caso do transistor bipolar BJT [6]. Como já foi mencionado, o fenômeno de segunda avalanche acontece devido a pontos sobreaquecidos causados pelo rápido crescimento da corrente de coletor sob condições de elevadas tensões e estes pontos causam a falha do dispositivo. Observa-se que os valores máximos de VCE e IC devem ser obedecidos, conforme a àrea de operação segura de bloqueio fornecida pelo fabricante do IGBT, incluindo-se no máximo valor de VCE as sobretensões que ocorrem durante o bloqueio. 0 400 800 1200 1600 0 20 40 60 80 SKM50GB100D V [V] I C [A] CE 100 Fig. 2.13.2.1 - Área de Operação Segura de Comutação de Bloqueio (Semikron). INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 19 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 0.1 1 10 100 10 100 1000 V [V]CE Ic [A] V = 20VGE IRGPH40F 1 10000 T = 125 Cj o Fig. 2.13.2.2 - Área de Operação Segura de Comutação de Bloqueio, (International Rectifier). 2.13.3 - ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA DE CURTO-CIRCUITO (SCSOA) A corrente de coletor no IGBT é limitada pela tensão de gate e sua transcondutância. O dispositivo é capaz de suportar correntes não repetitivas de curta duração de até 10 vezes o valor da corrente nominal (durante alguns microsegundos) [15]. A área é delimitada pela reta que indica a máxima corrente de curto- circuito de coletor sob condições de tensão coletor-emissor VCE. A área de operação segura de curto-circuito não é geralmente mostrada pelos fabricantes dos dispositivos nos catálogos, mas existe um consenso generalizado de todos eles indicando que os dispositivos são capazes de suportar correntes de coletor de curto-circuito da ordem de 10 vezes a corrente nominal. Existem tecnologias que pelas características construtivas de fabricação permitem o grampeamento das correntes de curto-circuito em valores menores ao indicado anteriormente. Por exemplo os IGBTs da Powerex/Mitsubishi, para a classe de 600V grampeam em seis vezes a corrente nominal e para a classe de 1200V grampeam em oito vezes a corrente nominal, como é mostrado no exemplo da Fig. 2.13.3.1 [13]. A proteção de curto-circuito deve ser ajustada para atuar num tempo menor ao indicado nas recomendações, devido aos retardos entre o sinal de comando e o efetivo bloqueio do interruptor. A proteção utilizada para INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 20 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ estas situações deve ser ativa; isto implica que o dispositivo deve ser bloqueado através do gate aplicando uma tensão nula. Para um melhor entendimento será descrita a área da Fig. 2.13.3.1 (classe 600V): um IGBT com estas características suporta um pulso de corrente de curto-circuito de coletor de seis vezes a corrente nominal por um tempo de 10μs sob condições de tensão VCE de 0 até 500V onde, passado este tempo, o dispositivo será destruído por sobre-aquecimento. 200 400 600 800 1000 12000 100 200 3x 300 400 500 600 0 4x 1x 2x 3x 4x 5x 6x 7x 0 1x 2x 5x 6x 7x 9x 9x 8x8x 10x 10x 0 V [V] cI CE (NORM.) Ic (NORM.) V [V]CE CONDIÇÕES DE TESTE: Vcc < 400V Tj = 25 ~ 125 C V = +/- 15VGE t = 10us CONDIÇÕES DE TESTE: Vcc < 800V_ Tj = 25 ~ 125 C V = +/- 15VGE t = 10us CLASSE 600V CLASSE 1200V _ o wo w Fig. 2.13.3.a - SOA de Curto-circuito para IGBTs da Classe 600V e 1200V (POWEREX). Normalmente, a capacidade de curto-circuito de um IGBT é testada pelos circuitos que são apresentados a seguir: Caso-1.- Quando o IGBT entra em condução (turn on) sob curto- circuito existente. O dispositivo encontra-se em paralelo diretamente com uma fonte de alimentação como é mostrado na Fig. 2.13.3.2. Caso-2.- Quando no estado de condução normal do IGBT ocorre o curto-circuito, como é mostrado na Fig. 2.13.3.2. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 21 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ Em ambos os casos, a corrente de curto-circuito cresce rapidamente de uma maneira linear devido à presença das indutâncias parasitas da fiação. Devido à elevada densidade de corrente de curto-circuito, a temperatura de junção sobe e, como conseqüência, a transcondutância decresce provocando saturação da corrente de curto circuito. Deste modo, a partir de um valor de pico a corrente sofre uma redução, como mostram as formas de onda da Fig. 2.13.3.2. Para proteger o IGBT da destruição, a corrente deve ser bloqueada através do gate antes do término do intervalo de tempo tW (intervalo de duração de curto-circuito) recomendado. Ic circuito teste G R CEV E C G GEV L1 Vcc CEV GEV GE E GRG L12 L11 Q1(on) Q2(off) Q3(on)Q4(off) curto Vcc Ic dv/dt VCE(pk) VCE ccV cp Ic I t C(off)IGEV W Ic VCE(pk) tW Vcc Icp dv/dt GEV Q1(on) circuito teste a ) CURTO-CIRCUITOCASO-1 b ) CURTO-CIRCUITO CASO-2 IGBT (on) C Fig. 2.13.3.b - Casos de Curto-circuitos Comuns em IGBTs. No bloqueio, em ambos os casos acontece uma sobretensão sobre o dispositivo devido à indutância parasita da fiação (V CE =Ls*dic/dt). Este pico de tensão não deve ser maior ao valor limite de avalanche SOA especificado para o dispositivo. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 22 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ É possível proteger o dispositivo se forem conhecidos todos os parâmetros: duração do pulso de corrente de curto-circuito tw, máxima tensão coletor-emissor VCE, tensão gate-emissor VGE, temperatura de junção Tj, resistência de gate RG. Entre os dois casos de curto-circuitos, o caso-2 é o mais crítico devido à derivada dvCE/dt da tensão coletor-emissor VCE, que cresce desde VCEsat . Esta derivada permite deslocamento de corrente através da capacitância CCG (capacitância Miller) incrementando a tensão gate- emissor VGE e, como conseqüência, elevando o pico de corrente de curto- circuito Icp. 2.14 - TRANSCONDUTÂNCIA A transcondutância para os IGBTs é definida como sendo a relação entre a variação de corrente de coletor e a tensão de gate-emissor: g I Vfs C GE = Δ Δ para VCE = constante (2.2) A capacidade de condução de corrente de coletor de um semicondutor é limitada pela transcondutância. No IGBT a transcondutância sobe até níveis de corrente que estão acima de sua capacidade térmica e só decresce em correntes muito elevadas. A transcondutância apresenta coeficiente de temperatura negativo (isto implica que reduz com o aumento da temperatura) ajudando a proteger o IGBT sob condições de curto-circuito [15]. A trancondutância normalemte é mostrada em função da corrente de coletor IC no catálogo do dispositivo como é mostrado no exemplo da Fig. 2.14.1. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 23 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ 0 20 40 60 80 100 0 10 20 30 40 SKM50GB100D Ic [A] gfs [S] Fig. 2.14.1 - Curva de Transcondutância Direta (Semikron). 2.15 - CARACTERÍSTICAS DE COMUTAÇÃO DO IGBT E DIODO COM CARGA INDUTIVA A seguir é realizada uma descrição da comutação do IGBT e diodo de roada livre com uma carga puramente indutiva indutiva. 2.15.1 - DESCRIÇÃO DAS ETAPAS DE OPERAÇÃO DURANTE A COMUTAÇÃO Para describir a operação do IGBT com uma carga indutiva é utilizado o circuito da Fig. 2.15.1.1. Neste circuito é descrito a comutação do IGBT T2 e do diodo D1. A operação do dispositivo T1 e diodo D2 é similar à operação do dispositivo T2 e diodo D1. Para análisar as etapas, são consideradas as indutâncias parasitas de fiação do layout, capacitâncias intrinsecas do IGBT e o problema de recuperação do diodo de roda livre durante seu bloqueio. As princiapis formas de onda da operação de T2 e diodo D1 do circuito da Fig. 2.15.1.1 são mostradas na Fig. 2.15.1.2. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 24 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ s2L D D T T o L I s1L ccV 1S 2S 2 2 1 1 RG(on) RG(off)VG2 RG(on) RG(off)VG1 Fig.2.15.1.1 - Circuito para Describir a Operação do IGBT a ) - Na Entrada em Condução Primeira Etapa (to-t1): A tensão gate-emissor (VGE) é aplicada em to utilizando-se um resistor em série com o gate RG(on) . A tensão gate- emissor começa a crescer, carregando a capacitância gate-emissor (CGE) de T2 . Nesta etapa, a tensão gate-emissor supera a tensão de limiar, permitindo a entrada em condução de T2. A corrente de coletor ainda permanece nula durante esta etapa. A corrente Io encontra-se em roda livre através do diodo D1. A tensão coletor-emissor sobre T2 é igual a VCC. Esta etapa é conocida como tempo de retardo na entrada em condução do IGBT. Segunda Etapa (t1-t2): Esta etapa inicia no instante t1. A tensão gate-emissor continua crescendo nesta etapa. A corrente de coletor através de T2 começa a crescer a partir de zero e, a corrente através do diodo D1 começa a decrescer desde Io. A variação de corrente de coletor induze tensão nas indutâncias parasitas LS1 e LS2. A tensão sobre o diodo D1 permanece em seu valor de condução VF. Isto significa que a tensão coletor-emissor começa a cair devido à queda de tensão nas indutâncias parasitas. Esta etapa finda em t2 quando a corrente de coletor de T2 alcança o valor de Io . Terceira Etapa (t2-t3): Em t2, a corrente através do diodo D1 é nula e a partir deste instante o diodo necessita tempo para recuperar. Durante a INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 25 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ recuperação o diodo não pode suportar tensão reversa, portanto, a tensão sobre o diodo permanece no valor de condução VF. O diodo começa a extraer corrente de recuperação reversa da fonte de alimentação (VCC). A corrente de coletor através de T2 incrementa acima do valor de Io. t t t VGE(T2) VCE(T2) C(T2)I t t t t t t t to 1 2 53 4 t6 t7 t8 t9 t10 D(D1)I VCC IO 11 t VF D(D1)V -VCC -Vpk Fig. 2.15.1.2 - Principais Formas de Onda Durante a Operação de T2 e D1. INEP - Instituto de Eletrônica de Potência - EEL - CTC - UFSC Capítulo 2 - Definição de Parâmetros do IGBT 26 _______________________________________________________________________________ _______________________________________________________________________________ Quarta Etapa (t3-t4): No instante t3, a corrente através de T2 é igual à soma da corrente Io e da corrente de pico de recuperação reversa Irr do diodo D1. O diodo D1 a partir de t3 começa a recobrar seu capacidade de bloqueio reverso, e a corrente de recuperação reversa decresce até ficar nula. A subida de tensão sobre o diodo D1 causa uma rápida descida da tensão coletor-emissor VCE sobre T2. Durante esta etapa, uma quantidade de energia é dissipada no IGBT T2 assí como no diodo D1. A derivada negativa sobre T2 (dvCE/dt) permite fluxo de corrente desde o gate para o coletor através da capacitância gate-emissor CGC, causando uma queda momentânea da tensão gate-emissor. Quinta Etapa (t4-t5): Durante este intervalo, a tensão coletor- emissor sobre T2 é igual à tensão de condução ou tensão de saturação VCEsat . A tensão gate-emissor (VGE) é justamente suficiente para suportar a corrente Io. Como a tensão de saída do circuito de comando é constante por um lado e a tensão VGE é constante por outro lado, a corrente através do resistor RG(on) é também constante. Esta corrente flui através a capacitância de Miller CGC carregando a mesma. Esta capacitância é bastante grande em relação à capacitância CGE. Após do instante t5 a tensão gate-emissor cresce até alcançar a tensão de saída do circuito de comando. b ) - No Bloqueio Sexta Etapa (t6-t7): Em t6 inicia o bloqueio de T2. Como a tensão de gate é reduzida, a capacitância gate-emissor CGE começa a descarregar. O diodo D1 encontra-se polarizado reversamente, portanto, a corrente através dele é nulo. A tensão coletor-emissor sobre T2 é igual ao valor da tensão de saturação (VCEsat) e seu corrente de coletor permanece no valor de Io. Sétima Etapa (t7-t8): Neste intervalo a tensão gate-emissor é justamente suficiente para suportar a corrente de coletor de T2. A corrente de coletor continua
Compartilhar