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M. EL MRABET Slide 1
Programme du cours
 Composants de l’électronique de puissance: 
Diodes, Thyristors, GTO, Triac, Transistor Bipolaire, Transistor MOS et 
IGBT
 Convertisseurs AC / CC : Redresseurs à diodes, à 
thyristors et mixtes
 Convertisseurs AC / AC : Gradateurs monophasés et 
triphasés
 Convertisseurs CC / CC : Hacheurs dévolteurs, 
survolteurs et réversible, alimentation à découpage
 Convertisseurs CC / AC : Onduleurs monophasés et 
triphasés, onduleurs MLI
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INTRODUCTION
 Pour des raisons économiques, l'énergie 
électrique est fournie par des réseaux triphasés 
(trois tensions sinusoïdales déphasées entre elles 
de 2/3 à la fréquence de 50Hz.
 Les convertisseurs statiques sont les dispositifs à 
composants électroniques capables de modifier la 
tension et/ou la fréquence de l'onde électrique.
 On distingue deux types de sources de tension:
• · Sources de tension continues caractérisées 
par la valeur V de la tension.
• · Sources de tension alternatives définies par 
les valeurs de la tension efficace V et de la 
fréquence f.
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INTRODUCTION
 On différencie quatre types de convertisseurs :
• · Convertisseur alternatif-continu : redresseur
• · Convertisseur continu-continu : hacheur
• · Convertisseur continu-alternatif : onduleur
• · Convertisseur alternatif-alternatif : c'est un 
gradateur lorsque seule la valeur efficace de la 
tension alternative est modifiée, sinon c'est un 
cycloconvertisseur
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Composantes de puissance
Les principaux composants de l’électronique de puissance 
sont :
 Diodes
 Thyristors classiques
 Thyristors GTO (Gate Turn-Off Thyristor)
 Thyristor MOS commandé (MOS-Controlled Thyristor - MCT)
 Triac
 Transistors bipolaire (BJTs) et Darlingtons 
monolithiques (MDs)
 MOSFETs
 Transistors bipolaire à grille isolée IGBT (Insulated 
Gate Bipolar Transistor)
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1. Diodes
1.1 Présentation
• La substance active, le silicium, qui constitue la
diode de puissance à semi-conducteurs est une
substance semi-conductrice c'est-à-dire une
substance à résistance décroissante lorsque la
température croît; elle est classée entre les isolants
et les conducteurs.
symbole
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Notation
 Pour lire les caractéristiques d'une diode dans un document 
constructeur, nous devons connaître la norme employée. Les 
grandeurs sont désignées par une majuscule, V pour la 
tension, I pour l'intensité. 
Ces majuscules sont accompagnées d'une suite d'indices 
précisant les conditions de mesure de ces grandeurs. 
- Le premier indice est : 
 F pour Forward s'il s'agit d'un fonctionnement en polarisation 
directe 
 R pour Reverse s'il s'agit d'un fonctionnement en polarisation 
inverse.
- Le deuxième indice indique la caractéristique de la grandeur:
 AV pour AVerage = valeur moyenne,
 RMS = Root Mean Square, racine carré du moyenne au carré= 
valeur efficace, 
 RM = Répétitive Max s'il s'agit d'une valeur maximale que l'on 
peut répéter périodiquement,
 SM = Surge Max s'il s'agit d'une valeur maximale accidentelle que 
l'on ne doit pas répéter.
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1. Diodes
 La diode est l’interrupteur électronique non 
commandé réalisant les fonctions:
• - fermée (passante) dans le sens direct
• - ouverte (bloquée) dans le sens inverse
D’où la caractéristique statique idéale:
La caractéristique de la diode réelle est peu différente
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1. Diodes
 1.2. Etat passant
Quand le circuit dans lequel est placée la diode
tend à faire passer le courant dans le sens direct ou
perméable, c'est-à-dire de l'anode A vers la cathode K
la diode est conductrice ou passante:
 le courant i positif prend la valeur qui lui est imposée par le reste
du circuit. Il est noté IF, Il faut veiller à ce que la valeur moyenne
Imoy de iF ne dépasse pas le courant moyen nominal de la diode
IFAV;
 La tension v aux bornes a une valeur positive faible, de l'ordre
du volt noté VF , VF est fonction croissante de la température et
du courant IF, (VF est de l’ordre de 0,6V à 1,4V).. Pour la diode
parfaite cette chute de tension directe est négligée devant les
autres tensions rencontrées dans le circuit
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1. Diodes
 Caractéristique statique de réelle (état passante)
La caractéristique se confond rapidement avec son asymptote, on 
peut donc écrire pour la fonction vF=f(iF)
• vF= v(T0) + rF.iF
• Où v(T0) : tension de seuil ( de 0,6V à 1,4V)
• rF : résistance dynamique de la diode (0,1 à 100m)
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1. Diodes
 1.3. Etat bloqué
Quand une tension négative aux bornes tend à faire
passer le courant dans le sens inverse ou
imperméable, la diode est isolante ou bloquée:
 la tension négative ou tension inverse, imposée à la 
diode par le reste du circuit, peut prendre une valeur 
élevée. Il faut veiller à ce qu’elle reste inférieure à la 
tension inverse nominale de la diode VRRM;
 Le courant négatif, ou courant inverse, est très faible, (de 
l'ordre de quelques µA à quelques mA ) noté IRRM ou IRAV. 
En première approximation, on peut le négliger.
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1. Diodes
 La puissance développé dans la diode en conduction est
donnée par:
 La puissance développé pour l’état bloqué est quasiment
nulle
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Critères de choix d’une diode
 Avant tout dimensionnement en vue de choisir les composants, 
l’étude du fonctionnement de la structure de conversion d’énergie 
permet de tracer les chronogrammes de vAK et iAK.
Ce sont les valeurs extrêmes de ces grandeurs qui sont prises en 
considération :
Les constructeurs indiques les valeurs maximales acceptables
• - L’intensité moyenne du courant direct: IFAV ;
• - L’intensité efficace du courant direct: IFRMS ;
• - L’intensité de pointe non répétitive : IFSM ;
• - la tension inverse maximale non répétitive: VRSM
• - la température de jonction en régime permanente TVJ
Par sécurité de dimensionnement, on applique une marge de 
sécurité (de 1,2 à 2) pour ces grandeurs. C’est avec ces 
valeurs que le choix du composant est réalisé.
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Exemple de fiche constructeur
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Commutation 
 Comportement des diodes en régime de 
commutation
Dans la majorité des applications, les diodes sont 
utilisées en redressement ou en commutation ; c'est-
à-dire qu’elles sont alternativement rendues 
conductrices ou bloquées. Il est donc important de 
connaître le comportement d’une diode lors de 
l’établissement du courant et du blocage. 
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Commutation
 Commutation à l’établissement 
Lorsqu’on établit un courant à travers une diode initialement 
bloquée, sa chute de tension n’atteint pas immédiatement sa 
valeur statique vF mais passe par une valeur transitoire 
notablement plus élevée et le courant direct IF ne s’établit pas 
nécessairement plus vite que le permettent les autres éléments 
de la maille.
Caractéristiques dynamique de la diode
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La fermeture d’une diode est caractérisée par les 
grandeurs suivantes : 
 Surtension à la fermeture vFP : sa valeur peut 
atteindre plusieurs dizaines de volts pour des 
vitesses de croissance de IF(t) allant jusqu’à 500 A / 
µs 
 Temps de recouvrement direct tfr : c’est la durée qui 
s’écoule entre l’application de la tension d’attaque et 
le passage de vF(t) à une valeur de référence vR, 
définie en fonction de la valeur finale de vF. 
Ces paramètres sont très dépendants des conditions 
extérieures. 
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 Commutation au blocage
Lorsqu’on applique brusquement une tension inverse aux 
bornes d’une diode en commutation, on constate qu’elle ne se 
bloque pas instantanément. Il s’écoule en effet un certains 
temps avant qu’elle ne retrouve son pouvoir de blocage, c’est 
le temps de recouvrement inverse trr
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 On distinguedeux types de diodes selon l’allure de 
remontée du courant de recouvrement : 
- les diodes à remontée brutale (Snap off),
- les diodes à remontée progressive (Soft record),
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Protection de diode
 Protection contre les surtensions
Les inductances parasites du montage créent au blocage de la 
diode des oscillations gênantes et une forte surtension inverse 
pouvant entraîner le claquage de la diode. Un circuit R - C 
placé aux bornes de la diode permet d'atténuer ces défauts: 
Le calcul de ce réseau est assez complexe; on doit prendre en 
compte la tension E appliquée au blocage, le courant de 
recouvrement inverse IRM qui circule dans la diode au moment 
où se produit la surtension et l'inductance L du circuit.
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 Détermination de R et C
• La détermination se fait graphiquement avec:
• et 
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2. Thyristor
 2.1. Présentation
Un thyristor est un semi-conducteur à quatre couches PNPN
assimilable à trois jonctions ; il constitue un interrupteur
unidirectionnel à fermeture commandée. En plus de l’anode et la
cathode , il est muni d’un électrode de déblocage, appelé
gâchette.
Le thyristor est un interrupteur statique, unidirectionnel en courant (c'est à
dire qu'il ne peut conduire un courant notable que dans un sens), bidirectionnel
en tension (c'est à dire qu'il peut supporter une tension de signe quelconque),
commandé à la fermeture.
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2. Thyristor
 2.2. Modes de fonctionnement
Si v < 0  le thyristor est bloqué; il n'est parcouru que 
par un faible courant de fuite inverse.
Il faut veiller à ne pas dépasser la tension inverse maximale.
Si de négative la tension v devient positive, le thyristor reste 
bloqué; il n'est traversé que par un faible courant de fuite direct.
Il faut veiller à ne pas dépasser la tension directe blocable à 
courant de gâchette nul. Pour les thyristors normaux, elle est 
toujours voisine de la tension inverse maximale.
Si la tension v étant positive, on fait passer entre la gâchette et 
la cathode une impulsion positive de courant, le thyristor devient 
passant.
La durée de d'impulsion de déblocage doit être suffisante pour 
que le courant i puisse atteindre une valeur dite « courant 
d'accrochage » IL.
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2. Thyristor
Quand il est conducteur, le thyristor se comporte comme une 
diode, la chute de tension directe est toutefois un peu plus forte.
Il ne se bloque que lorsque le courant direct s'annule; ou plus 
précisément, lorsqu'il devient inférieur à une valeur très faible 
appelée "courant de maintien" IH de la conduction. Après 
l'amorçage, la gâchette a perdu son pouvoir de contrôle.
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2. Thyristor
 2.3. Caractéristique statique simplifiée
la caractéristique schématisée idéalisé comprend :
- OA : tension négative, thyristor bloqué,
- OB : tension positive, pas d'impulsion sur la gâchette depuis que V est devenu
positif, thyristor bloqué;
- OC : après envoi d'une impulsion alors que v était positif, thyristor conducteur.
Ce tracé néglige:
- Le courant de fuite inverse (i<<0, pour la branche OA)
- Le courant de fuite direct (i>0, pour la branche OB);
- La chute de tension directe (vF ~ 2v, la branche OC).
Ces trois branches sont forcément décrites dans l'ordre indiqué par les flèches
sur la figure
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 Thyristor réel
Le thyristor se comporte comme une diode, même après 
extinction du courant de gâchette à condition que son courant 
d’anode reste supérieure à celle du courant de maintien IH
La chute de tension directe aux bornes du thyristor est donnée 
par:
vAK = v(T0) + rT.iA
v(T0) : Tension de seuil 
rT : Résistance dynamique du composant
La puissance moyenne développé dans le 
composant est donnée par:
PA = v(T0).Imoy + rT. IA²
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Notation
 Les valeurs limites d'emploi sont désignées suivant la norme employée pour la diode.
 VRRM = tension inverse répétitive maximale ( Reverse Repetitive Max)
 VRSM = tension inverse accidentelle maximale ( Reverse Surge Max)
 dans l'état de blocage direct : le courant et quasi nul et la limite de cet fonctionnement est 
la tension de claquage de la jonction appelée VDRM ou VFRM, tension directe répétitive 
maximale (Direct Repetitive Max)
 dans l'état passant, la limite d'emploi vient du courant maximal dans le thyristor
 IFAV = ITAV = courant direct moyen maximal ( Forward Average)
 IFRMS = ITRMS = courant direct efficace maximal ( Forward Remote Mean Square)
 IFSM = ITSM = courant direct accidentel pendant 10 ms ( Forward Surge Max)
 VGM : tension directe maximale entre gâchette et cathode
 IGM : courant direct maximal de gâchette
 PGM : puissance maximale que peut dissiper la gâchette
 Nous devons ajouter des valeurs caractérisant le fonctionnement:
 VGD : pour Vgk < VGD l'amorçage est impossible
 VGT : pour Vgk > VGT l'amorçage est certain
 IGD : pour Ig < IGD l'amorçage est impossible
 IGT : pour Ig > IGT l'amorçage est certain
 VF = VT : chute de tension directe entre anode et cathode à l'état passant
 rT : résistance dynamique à l'état passant
 IH : courant de maintien
 IL : courant d'accrochage
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Commutation
 Prenons l’exemple (charge résistive)
 Pour assurer un amorçage 
rapide et sur, il est recommandé 
d'appliquer un courant de gâchette 
de l'ordre de 3 à 5 fois la valeur 
IGT durant un temps au moins égal à 
tGt (=td+tr). Lorsque le courant d'anode 
est établi,nous pouvons annuler ig en 
gardant le thyristor passant 
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Amorçage
 Pour charge inductive
La vitesse de croissance du courant va être limitée par l'inductance. 
A l'amorçage, la tension va décroître rapidement et le courant 
augmenter progressivement 
Donc La durée tp de l'impulsion de commande doit être suffisante pour 
que le courant ait le temps d'atteindre la valeur d'accrochage IL 
(courbe en trait plein). Si ce n'est pas le cas, le thyristor se bloque en 
tp (courbe en pointillés)
IL
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Blocage
 Après annulation du courant iAK, la tension vAK doit devenir 
négative pendant un temps au mois égal au temps 
d’application de tension inverse tq :temps de 
désamorçage (tq = 100 µs).
Si ce temps n’est pas respecté, le thyristor risque de se 
réamorcer spontanément dès que vAK tend à redevenir 
positive, même durant un court instant.
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Choix d’un thyristor
 Après avoir établi les chronogrammes de 
fonctionnement du thyristor (vAK et iAK) dans le 
système envisagé, on calcule les valeurs extrêmes 
prises par :
• la tension inverse VRRM ou directe maximale VDRM
de vAK (à l’état bloqué) ;
• le courant moyen I0=IFAV(= <iAK> à l’état passant) ;
• le courant efficace iAKeff=IFRMS (à l’état passant).
De la même manière que la diode, on applique un 
coefficient de sécurité (de 1,2 à 2) à ces grandeurs. 
C’est avec ces valeurs que le choix du composant 
est réalisé.
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Circuits de commande
 Amorçage
A chaque amorçage, le circuit de commande entre 
gâchette et cathode doit fournir une impulsion de 
courant d'amplitude au moins égale à IGT et de 
durée supérieure à tgt. Suivant le mode d'utilisation 
du thyristor,
 Les signaux de commande opèrent à des niveaux 
de puissance faibles. Pour assurer un courant 
suffisant dans la gâchette, un étage amplificateur 
adapte les signaux issus de la commande.
 D’autre part, les niveaux de tension de la partie 
puissance sont élevés : la séparation par une 
isolation galvanique s’impose afin de protéger la 
partie commande
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Le circuit de commande doit principalement délivrer, pour 
amorcer un thyristor, un courant de gâchette supérieur à IGT 
(fourni par le constructeur) pendant une durée tel que iA devient 
supérieur au courant de maintien iH
Il doit en outre : 
- assurerl’isolation galvanique entre les circuits de puissance 
et de commande,
- produire un amorçage retardé par rapport à certaines 
tensions d’alimentation et permettre le réglage du retard à 
l’enclenchement,
- mettre le thyristor dans des conditions tel qu’il puisse 
s’amorcer dès que l’état de charge lui permettra.
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Commande
 Le circuit de commande rapprochée doit amplifier en courant le 
signal issu de l'électronique de commande et le transmettre au 
thyristor avec isolement galvanique. Le montage le plus 
couramment utilisé est : 
La résistance RG fixe le courant de gâchette et la diode DG protège la jonction en 
inverse; la résistance RGk ferme le circuit de gâchette lorsque DG est bloquée pour
éviter les amorçages parasites. Les diodes D et Dz servent à démagnétiser TI
après transmission de l'impulsion. 
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Application Examples
Triac Control for up to 50 mA Gate Trigger Current
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Fully Controlled AC Power Controller
Circuit for Two High-Power Thyristors
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Half-Controlled Single-Phase Bridge Circuit with Trigger Pulse
Transformer and Direct control for Low-Power Thyristors
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Half-Controlled Single-Phase Bridge Circuit with Two Trigger Pulse 
Transformers for Low-Power Thyristors
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3. Thyristor GTO
La famille des thyristors comporte deux nouveaux 
membres: le thyristor asymétrique et le thyristor 
blocable par la gâchette, fruits des perfectionnements 
apportés au fil des ans au thyristor classique. Ce 
thyristor est connu sous le nom thyristor GTO ( GTO : 
Gate Turn-Off Thyristor)
On ne peut désamorcer le thyristor classique qu'en 
annulant le courant anode. Mais, comme son nom 
l'indique, on peut désamorcer le thyristor blocable par 
la gâchette en supprimant le courant de gâchette. 
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3. Thyristor GTO
 Le symbole graphique de celui-ci, montre le double
rôle de la borne de gâchette.
a : schéma de principe 
fondamental
b : Circuit simple de 
commande de gâchette
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4. TRIAC
 4.1 Principe de fonctionnement
Un triac est un dispositif à cinq couches et à chaîne 
PNPN dans chaque sens entre les bornes T1 et T2. 
C'est donc un dispositif bidirectionnel comme son 
symbole l'indique clairement. Electriquement parlant, le 
seul dispositif triac effectue ce qui exigerait les deux 
thyristors antiparallèles
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4. TRIAC
 4.2 Caractéristique
Le triac peut être commuté à l’état passant par un
courant gâchette positif ou négatif, mais il est plus
sensible au courant positif injecté lorsque la borne T2
est positive et au courant négatif si la borne TI est
positive. Mais en pratique, on utilise toujours le courant
gâchette négatif, selon la caractéristique représentée à
la figure ci après.
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Diac
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5. TRANSISTOR DE PUISSANCE
 5.1 Principe
Le transistor est un dispositif à trois couches NPN ou PNP. En
régime linéaire, le courant collecteur lc est une fonction du courant
base lB; une variation du courant de base donne une variation
correspondante amplifiée du courant collecteur pour une tension
collecteur-émetteur VCE donnée. Le rapport de ces deux courants
est compris entre 15 et 100.
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5. TRANSISTOR DE PUISSANCE
 5.2 caractéristiques
Les caractéristiques du transistor PNP sont
analogues à celles du transistor NPN, au signe près
des courant et des tensions.
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5. TRANSISTOR DE PUISSANCE
 fonctionnement
Le transistor possède deux types de fonctionnement:
• le fonctionnement linéaire est plutôt utilisé en amplification de signaux.
• le mode en commutation (ou non linéaire) est employé en électronique 
de puissance
Dans les applications pratiques de puissance, le transistor fonctionne
en interrupteur. Le courant base étant nul, il est effectivement ouvert. Pour
un courant base qui le met en saturation, il est pratiquement un interrupteur
fermé.
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Commutation
 Amorçage 
L’amorçage est caractérisé : 
- Un temps de retard td « delay time » entre l’instant 
d’application de iB et le passage de ic à10% de sa valeur 
finale,
- Un temps de montée tr « rise time » entre l’instant de 
passage de iB entre 10% et 90% de sa valeur finale. 
Le constructeur indique le temps de fermeture ton=td+tr 
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Commutation
 Fermeture 
La fermeture est caractérisée : 
- Un temps d’évacuation de la charge stockée ts « storage time 
» entre la suppression de iB et le passage de ic à 90% de sa 
valeur initiale, 
- Un temps de descente tf « fall time » entre l’instant de 
passage de iB entre 90% et 10 % de sa valeur initiale. 
Le constructeur indique le temps d’ouverture toff=ts+tf 
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Commutation idéalisée du transistor
 Le passage de l’état saturé à l’état bloqué (ou inversement) ne 
s’effectue pas instantanément. Ce phénomène doit être 
systématiquement étudié si les commutations sont fréquentes 
(fonctionnement en haute fréquence), car il engendre des pertes qui 
sont souvent prépondérantes.
 A la fermeture, un retard de croissance de iC apparaît à la saturation. 
Le constructeur indique le temps de retard (delay time) noté td et le 
temps de croissance (rise time) noté tr.
La tension est alors imposée par le circuit extérieur (charge, 
alimentation) et par l’allure de iC.
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CALC
 La puissance instantanée est maximale au point P qui doit rester à 
l’intérieur de l’aire de sécurité du transistor.
Durant la commutation, les pertes sont élevées. pour les réduire On ajoute 
un circuit auxiliaire dit ‘circuit d’aide à la commutation’. Ce circuit
permet :
- à l’ouverture, un condensateur C , mis en parallèle sur le Transistor 
limite la croissance de vce 
- à la fermeture, une inductance L , mise en série avec le transistor, limite 
la montée du courant ic. Une diode DL permet l’extinction du courant ic 
avant la fermeture suivante. Une résistance Rc limite le courant de 
décharge de C à la fermeture.
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Fonctionnement du composant parfait
Choix d’un transistor
Après avoir établi les chronogrammes de 
fonctionnement (vCE et iC), on calcule les valeurs 
extrêmes prises par :
• la tension (à l’état bloqué) ;
• le courant maxi (à l’état saturé).
Par sécurité de dimensionnement, on applique un 
coefficient de sécurité (1,2 à 2) à ces valeurs. On 
doit ensuite déterminer le courant IB (> IC/β) que 
doit délivrer la commande.
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5. TRANSISTOR DE PUISSANCE
 Darlington
On améliore grandement le gain en courant d'un 
transistor de puissance en prenant le courant d'attaque 
de base à partir d'un autre transistor, le gain en courant 
total peut valoir 250, mais le temps de commutation est 
plus grand.
Transistors de puissance en 
montage Darlington
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6. TRANSISTOR MOS
 6.1 Principe
Le transistor à effet de champ “ métal-oxyde-semi-
conducteur”, en abrégé transistor MOS de puissance, est 
dérivé du transistor à effet de champ FET ( pour “field-
effect transistor ”). On l'utilise comme interrupteur 
électronique. A la différence du transistor bipolaire qui est 
commandé en courant, le transistor MOS est commandé en 
tension. 
Drain
Source
Grille
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6. TRANSISTOR MOS
 Fonctionnement
Le réseau de caractéristique du circuit à transistor
MOS est représenté par :
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6. TRANSISTOR MOS
 Les constructeurs réalisent des transistor de puissance ( ou de 
commutation) à effet de champ. Ce sont en général des 
composants à grille isolée, Ces composants permettent des 
performances comparables à celles du transistor bipolaire tout 
en profitant des avantages suivant: 
• Très grande impédance d’entrée ; cequi signifie que l’état du 
fonctionnement du transistor est fixé par la tension d’entrée, 
• Durée de commutation très courte et en principe pas de 
temps de retard ni temps d’évacuation de la charge stockée.
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7. TRANSISTOR IGBT
 L'IGBT est dit "canal N" s'il s'agit d'une association 
NMOS -PNP et canal P dans le cas contraire. Si le 
MOS est à enrichissement, l'IGBT est 
normalement "bloqué". Le symbole électrique 
comporte alors un trait pointillé sur la grille 
(comme pour un transistor MOS). 
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Calcul des dissipateurs thermiques
 (encore appelé refroidisseur ou radiateur ou 
heatsinks)
 On appelle dissipateur thermique tout dispositif placé sur un boîtier de 
composant pour faciliter le refroidissement d’un semi conducteur, son 
rôle est d’augmenter la surface de contact du composant avec l’air 
ambiant pour faciliter l’évacuation de la chaleur
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 Un composant à semi-conducteur (diode, transistor, 
circuit intégré ...) peut être détruit si sa température 
interne ou température de jonction dépasse une 
certaine valeur. Pour les composants au silicium, la 
température de jonction maximale est de l’ordre de 
150°C (précisée par le constructeur). 
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Critère de choix de dissipateur
 Pour choisir un dissipateur , deux critères sont a 
prendre en compte:
• - forme du dissipateur: il existe des dissipateurs adaptés à chaque 
forme de boîtier (en bas dissipateur adapté au boîtier T220)
• - résistance thermique: elle s’exprime en degré par watt et définie 
les performances thermiques du dissipateur, plus elle est petite, 
meilleurs est le dissipateur
D’autre critères rentrent en compte dans le choix: encombrement, 
type de montage (clipsage, vis, collage…) et son prix
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Calcul des dissipateurs thermiques
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COMPARAISON
 Comparaison des 
composantes de 
puissance en terme de 
densité de courant et 
performance en 
commutation 
Composant Puissance d'utilisation Rapidité de commutation 
MOSFET Faible Rapide 
BJT/MD Moyen Moyen 
IGBT Moyen Moyen 
GTO Fort Lent
THYRISTOR Très Fort Très Lent
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Domaines d’utilisation
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Comparaison entre SC de puissance
Selon le type de convertisseur:
 Redresseurs à 50 Hz : thyristors ou diodes
 Hacheurs et onduleurs : (commutations rapides, pas 
de tension inverse): transistors bipolaires, IGBT, 
MOSFET, GTO
• Jusqu’à 15 kHz, GTO pour puissance (faibles pertes)
• Jusqu’à 100 kHz, transistor bipolaire et IGBT (faibles pertes 
par conduction)
• au-dessus de 100 kHz, MOSFET uniquement
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REDRESSEURS
 1. définition- application
La source d’énergie est un générateur de tension alternative,
monophasé ou polyphasé. Le rôle du convertisseur sera
d’imposer au courant dans la charge une circulation
unidirectionnelle.
Les dispositifs correspondants font appel à des éléments
ayant la propriété de ne permettre le passage du courant que
dans un seul sens, d’ou le nom de “ redresseur ”.
Un redresseur convertit une tension alternative en un tension
continu.
M. EL MRABET Slide 85
REDRESSEURS
 2. Domaine d’application
Le domaine d’emploi est très étendu. La gamme des 
tensions va de quelque volts à plusieurs centaines de 
milliers de volt ( ligne de transport à courant continu), 
celle des intensités du milliampère à quelque centaines 
de kiloampères (installations d’électrochimie)
Principales applications :
- Alimentations continues diverses.
- Chargeur de batteries
- Industrie électrochimique pour l’alimentation des 
bains électrolytiques ou galvaniques.
- Engins de traction : chemin de fer, métro.
- Variation de vitesse des moteurs CC.
M. EL MRABET Slide 86
TYPES REDRESSEURS (Suite)
 On distingue trois types de montages :
1. Pq : montages avec source en étoile et un seul commutateur 
ou redresseur "simple alternance" ;
2. PDq : montages avec source en étoile et deux commutateurs 
ou redresseurs "en pont" avec source étoilée ;
3. Sq : montages avec source en polygone et deux 
commutateurs ou redresseurs "en pont" avec source 
polygonale.
 Remarques:
L'indication du type (P, PD ou S) suivie de celle du nombre q de 
phases suffit à caractériser un redresseur.
M. EL MRABET Slide 87
Exemple
 Schéma électrique des montages P3, PD3 et S3. Ces 
trois montages sont le plus communément utilisés pour le 
redressement de tensions triphasées.
M. EL MRABET Slide 88
Commutation des redresseurs
 Lorsque plusieurs redresseurs ont une électrode commune, on verra que 
chacun n’est conducteur que pendant une durée limitée et qu’un seul 
conduit à chaque instant (lorsque l’on considère les interrupteurs 
redresseurs comme parfaits).
 En pratique, le phénomène de commutation n’est jamais instantané. On 
distinguera plusieurs types de commutation suivant le mode de blocage du 
redresseur à déclencher;
 Commutation par la charge ou par la source (dite également commutation 
naturelle) lorsque ce sont des conditions extérieures (et donc naturelles) au 
convertisseur (tensions ou f.e.m. de la charge ou de la source) qui 
contraignent au blocage le redresseur conducteur quand un nouveau 
redresseur s’enclenche ;
 Auto-commutation (ou commutation forcée) lorsque le redresseur est 
commandé quelles que soient les conditions extérieures (charge ou source).
M. EL MRABET Slide 89
Définitions
 Indice de commutation q du montage.
L’indice de commutation est donné par la durée de conduction de 
chaque diode et correspond au nombre de phases du réseau de 
distribution. Par exemple, pour le montage PD3, l’indice de 
commutation est égal à 3 (chaque diode conduit pendant un tiers de 
période ou T/q).
 Indice de pulsation p de la tension redressée.
L’indice de pulsation p donne le nombre de portions de sinusoïde 
par période de la tension redressée. Par exemple, pour le montage 
PD3, nous verrons que l’indice de pulsation est égal à 6 (la tension 
redressée se compose de six portions par période).
 Facteur de forme
La valeur du facteur de forme caractérise la tension redressée. Plus 
cette valeur est proche de l'unité, plus la tension obtenue est 
voisine d'une grandeur continue.
Ce coefficient sert à comparer des montages redresseurs différents 
entre eux.
moy
eff
U
U
FF 
M. EL MRABET Slide 90
Principe de l'étude d'un montage
 L'étude d'un montage doit servir, pour le concepteur, à déterminer les 
caractéristiques de chaque élément constitutif (transformateur, diodes, 
thyristors,...). Elle doit également permettre de calculer et définir les protections 
contre des échauffements dus à des surtensions ou surintensités (dus à des 
courts-circuits) éventuels.
On procède en général en quatre étapes :
1. Etude des tensions (de l'entrée vers la sortie). En partant des tensions 
alternatives à l'entrée, on calcule la tension redressée à vide et la tension 
maximale aux bornes des semi-conducteurs. Pour cette étude on suppose 
négligeables les impédances de la source et des éléments du montage, ce qui 
est réaliste compte tenu des faibles chutes de tension qu'elles occasionnent.
2. Etude des courants (de la sortie vers l'entrée). A partir du courant débité 
supposé continu, on calcule la valeur du courant dans les semi-conducteurs 
ainsi que dans les enroulements secondaires et primaires du transformateur. 
Les chutes de tension dues aux impédances citées précédemment sont 
négligées.
3. Etude des chutes de tension. A l'aide des courants ainsi déterminés, on peut 
maintenant calculer les diminutions de la tension redressée dues aux 
résistances, aux inductances et à la chute de tension interne des semi-
conducteurs.
4. Etudedu fonctionnement en court-circuit. 
M. EL MRABET Slide 91
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
• Considérons le montage redresseur monophasé simple
alternance non commandé.
• Par hypothèse, l'amplitude de la tension d'alimentation est
telle qu'en conduction, la chute de tension dans la diode est
négligeable.
• 1. Charge résistive
M. EL MRABET Slide 92
Formes d’ondes lorsque la charge est une résistance pure
REDRESSEURS A DIODES (Suite)
M. EL MRABET Slide 93
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
 Expression de la tension et du courant dans la 
charge
 Tension moyenne aux borne de la charge
 Courant moyen de la charge





max
0
2/
0
sin2
2
1
sin2
1 V
ttdVtdtV
T
Vmoy
T
 
0 < t < 
tVvL sinmax
t
R
V
iL sin
max
Nuls pour  < t < 2
R
V
R
V
I Lmoy
.
max


M. EL MRABET Slide 94
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
 tension efficace aux bornes de la charge
 courant efficace dans la charge
 courant moyen de la diode
 courant efficace de la diode
 Tension inverse maximale de la diode VRmax = Vmax 
2
)2cos1(
2
1
(
.2
)sin(
.2
1 max
0
2
max
0
2
max
V
tdt
V
tdtVVeff   



R
V
R
Veff
Ieff
.2
max
R
V
II
moyDmoy
.
max


R
V
IeffI
Deff
.2
max
M. EL MRABET Slide 95
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
 Facteur de forme de la tension de sortie
 Valeur efficace de l’ondulation de la tension aux 
bornes de la charge
 Coefficient de ronflement de la tension
57.1
2/
2/
max
max 

V
V
Vmoy
Veff
FF
max385.0)²()²( VVmoyVeffVeffOnd 
%1.121% 
moy
effOnd
V
V
r
M. EL MRABET Slide 96
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
 2 charge inductif
La charge cesse de conduire lorsque le courant qui 
la traverse s’annule. le courant iL s’annule à l’angle , 
une fois que toute l’énergie stockée dans l’inductance 
est retournée à la source de tension.
M. EL MRABET Slide 97
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
 Formes d’ondes pour une charge inductive

M. EL MRABET Slide 98
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
 Expression de iL :
Lorsque D entre en conduction, le circuit est décrit par 
l’équation différentielle suivante :
La solution de cette équation est donnée par:
 Avec , et )²(² lRZ 
dt
di
LiRtV L
L
 .sin2 
])sin()[sin()( /max  tL et
Z
V
ti 
R
l
tg

 )(
R
l

M. EL MRABET Slide 99
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
L’angle d’extinction  est déterminé par iL (t=) = 0
On obtient:
cette équation n’a pas de solution analytique, on ne 
peut que la résoudre numériquement. sa solution est 
donnée sous forme d’un abaque apparaissant ci-
dessous. Dans cet abaque est représenté l’angle  en 
fonction d’un angle de charge 
0)sin()sin( 



 e
M. EL MRABET Slide 100
Abaque pour déterminer  (angle d’extinction )
0)sin()sin( 



 e
M. EL MRABET Slide 102
Courant dans la charge
ieff
imoy
M. EL MRABET Slide 103
Courant moyen et efficace en pu ( courant de base )
Z
V
IeffB
max
M. EL MRABET Slide 104
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
 3. Charge inductive avec diode de roue libre
Si l’on ajoute une diode antiparallèle avec la charge, 
elle se met à conduire dès que la tension aux bornes 
de la charge devient négative. L’énergie accumulée 
dans l’inductance de charge circulera dans cette diode, 
c’est pour cela que l’on appelle “ diode de roue libre ” 
ou (diode de récupération).
M. EL MRABET Slide 105
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE
 Le rôle de cette diode est d’assurer un chemin pour le courant 
inductif, il s’en suit un courant de charge plus lissé et une valeur 
moyenne de la tension aux bornes de la charge est plus élevée.Pour 
le calcul des différents grandeurs les équations de précédantes 
peuvent être utilisées sauf pour les valeurs efficaces
dt
di
LiRtVv LLL  .sin2  Pour 0< ωt <
Pour  < ωt < 2
dt
di
LiR LL  .0
 D’où les allures des ondes de vL et iL
M. EL MRABET Slide 106
M. EL MRABET Slide 107
REDRESSEURS DOUBLE ALTERNANCE: PD2
 Redresseurs doubles alternance en pont
• C’est le montage redresseur le plus utilisé à
cause de sa simplicité.
• 1. Charge résistive :
• Séquence de fonctionnement
 Alternance positive : 0 < t <  ; D1 et D3 sont polarisées
en direct et conduisent.
 Alternance négative :  < t < 2 ; D2 et D4 sont en
conduction.
M. EL MRABET Slide 108
REDRESSEURS P2
 Expressions de la tension et du courant dans la 
charge :
• VL = Vmax sin(t)
• IL = (Vmax / R) sin(t)
• VL = - Vmax sin(t)
• IL = - (Vmax / R) sin(t)
 Tension moyenne aux bornes de la charge
 Courant moyenne de la charge
0 < t < 
 < t < 2
V
V
tdtSinVVmoy .9,0
.2
)().(
1 max
0
max   



R
V
R
Vmoy
oy
.
.2
Im max


M. EL MRABET Slide 109
REDRESSEURS P2
 Tension efficace aux bornes de la charge
 Courant efficace dans la charge
 Courant moyen de la diode
 courant efficace dans une diode
 Tension inverse maximale de la diode: VImax = Vmax 
2
)2cos1(
2
1
()²sin(
1 max
0
2
max
0
max
V
tdt
V
tdtVVeff   



R
V
R
Veff
Ieff
2
max
R
VI
I
moy
Dmoy
.2
max


R
VIeff
IDeff
.22
max
M. EL MRABET Slide 110
REDRESSEURS P2
 Facteur de forme de la tension de sortie
 Valeur efficace de l’ondulation de la tension aux 
bornes de la charge
 Coefficient de ronflement de la tension
11.1
22/2
2/
max
max 

V
V
Vmoy
Veff
FF
max
30.0)²()²( VVmoyVeffVeffOnd 
%34.48% 
moy
effOnd
V
V
r
M. EL MRABET Slide 111
Forme d’onde pour charge inductive
M. EL MRABET Slide 112
REDRESSEURS SIMPLE ALTERNANCE: P3
 Redresseur triphasé à simple alternance
• 1. Charge résistive
• Pour augmenter la puissance à la sortie, on utilise des
montages triphasés.
Pour /6 < t < 5/6
uL = v1 quand v1 > v2 et v3
uL = v2 quand v2 > v1 et v3
uL = v3 quand v3 > v1 et v2
Expression de la tension 
et du courant dans la 
charge
vL = Vmax sin(t)
iL = (Vmax / R) sin(t)
M. EL MRABET Slide 113
Courant des diodes
Courant de charge
Vm
oy
Tension de charge
Tension de diode
VD1 = V1 - VL
Formes d’ondes d’un redresseur triphasé simple alternance:P3
M. EL MRABET Slide 114
REDRESSEUR P3
 Tension moyenne au borne de la charge
• En général
• Tension inverse aux bornes d’une diode :
• Lorsque par exemple lorsque D1 conduit D2 voit à ses bornes
une tension Vb – Va
– D’où :
maxmax
6/5
6/ max
82.0
.2
33
)(
3/2
1
VVdttSinVVmoy  





maxmax .3VVD 
)/(
)/sin(
.)(
/
1
max
2/
2/ p
p
VdttV
pT
Vmoy
pT
pT
L


 
M. EL MRABET Slide 115
REDRESSEUR P3
 Valeur efficace
 Dans le cas général
 Facteur de forme
 En général
max
max
6/
6/
2 84.0
)3/2(
)3/2sin(
1.
2
)(
3/
1
U
V
dttV
T
Veff
T
T
L   

)/2(
)/2sin(
1.
2
)(
/
1 max2/
2/
2
p
pV
dttV
pT
Veff
pT
pT
L


 
02,1
3/
)3/sin(
3/2
)3/2sin(
1
2
1







Umoy
Ueff
FF
p
p
p
p
Umoy
Ueff
FF
/
)/sin(
/2
)/2sin(
1
2
1






M. EL MRABET Slide 116
Etude du courant
 Courant dans la charge (inductive) :
Si la charge est fortement inductive, on peut alors 
dire que le courant qui la traverse est continu et on 
le représente par une source de courant I
 Courant dans une diode.
Le courant dans les diodes est égal à IL lorsque la 
diode considérée est passante. Il est égal à 0 si la 
diode est bloquée. Chaque diode est donc 
parcourue par un courant d'intensité IL pendant une 
fraction 1/q de la période T des tensions 
d'alimentation. L'intensité iD1 du courant traversant 
D1 évolue donc comme l'indique la figure précédant.
M. EL MRABET Slide 117
courant
 Valeurs moyenne des courants dans une diode pour q =3 :
 En général:
 Courant dans les enroulement du transformateur:
• Ils sont identiques aux courants dans les diodes
3
1 6/
6/
1
L
T
T
LmoyD
I
dtI
T
I   3
1 6/
6/
2
1
L
T
T
LeffD
I
dtI
T
I  
qI
dtI
T
I L
qT
qT
LmoyD  
2/
2/
1
1
q
I
dtI
T
I L
qT
qT
LeffD  
2/
2/
2
1
1
M. EL MRABET Slide 118
Facteur de puissance: montage parallèle
 Puissance active :
 Puissance apparente :
(q=p enroulements)
 Facteur de puissance :
M. EL MRABET Slide 119
REDRESSEURS DOUBLE ALTERNANCE: PD3
 4. Redresseur triphasé en pont (ou à deux voies)
- lorsque v1 > v3 > v2, D1 et D6 conduisent : uL = v1 – v2 ;
- lorsque v1 > v2 > v3, D1 et D2 conduisent : uL = v1 – v3 ;
- lorsque v2 > v1 > v3, D3 et D2 conduisent : uL = v2 – v3 ;
- etc ...
M. EL MRABET Slide 120
M. EL MRABET Slide 121
REDRESSEURS PD3
 Chaque diode conduit ainsi pendant un tiers de période 
(on dira que l'indice de commutation de ce montage est q 
= 3) tandis que la tension redressée se compose de six 
portions de sinusoïdes par période T (on dira que l'indice 
de pulsation est p = 6) ; ces deux indices avaient des 
valeurs égales dans le cas des montages parallèles 
simples.
 Etude de la tension redressée:
• La tension redressée uL est périodique de période T/p 
(T/6).
• Entre 0 et T/p (T/6), cette tension a pour expression :
• u = UM sin (t)
 avec : UM=U. , U étant la valeur efficace des 
tensions composées.
2
2
M. EL MRABET Slide 122
REDRESSEURS PD3
 Valeur moyenne
 Valeur efficace:
 Facteur de forme:
Ce résultat montre clairement que la forme de la tension 
redressée est plus proche du continu que pour le montage 
P3 (F = 1,02).
M
M
T
T
U
U
dtu
T
Ueff .94.0
6/2
)6/2sin(1
2
.
6/
1 12/
12/
2 

  

0009,1
Ueff
Umoy
FF
MM
T
T
UUdtu
T
Umoy .95.0
6/
)6/sin(
..
6/
1 12/
12/
  

M. EL MRABET Slide 123
M. EL MRABET Slide 124
Facteur de puissance: montage PD
 Puissance active :
 Puissance apparente :
(q enroulements)
 Facteur de puissance :
M. EL MRABET Slide 125
REDRESSEURS COMMANDÉS
 3.1 Redresseur simple alternance commandé (à 
thyristor)
• Le thyristor conduit dès qu’il reçoit son signal de gâchette, au
blocage il se comporte comme la diode : son courant s’annule
ensuite on lui applique une tension négative.
• L’angle  est déterminer a partir de l’abaque.
G
VT
])sin()[sin()(
//max   tL eet
Z
V
ti

M. EL MRABET Slide 126
G
V
T
])sin()[sin()( //max  tL eet
Z
V
ti 
Angle d’extinction β en fonction de l’angle d’amorçage α et de Φ
M. EL MRABET Slide 127
REDRESSEURS COMMANDÉS
 Expression de la tension et du courant dans la charge
• VL = 0
• IL = 0
• VL = Vmax sin(t)
• IL = (Vmax / Z) sin(t - ) + K.e
-t/
 Tension moyenne aux bornes de la charge
 Tension efficace aux bornes de la charge
0 < t <  et  < t <2 + 
 < t < 
)cos(cos
2.2
1
max
max






 
V
ttdSinVVmoy









 2
2sin
2
2sin
2
)²sin(
2
1
max
max


 
V
tVVeff
M. EL MRABET Slide 128
courants
 Courant moyenne et courant 
efficace
Z
V
Z
V
IBase
2max 
R
V
R
V
IBase
.225,0
..2
max 

Z
V
Z
V
IBase
2max 
M. EL MRABET Slide 129
P2 tout thyristors
 Redresseur à double alternance à point milieu 
commandé
• Dans un montage à point milieu, le courant est continu
dans la charge si  >+ ( étant l'angle trouvé à l'aide de
l'abaque).
• L’équation établie précédemment :
• Cette équation s'annule à t =  et à t =  +  si  = .
On peut donc conclure que  =  correspond à la
conduction critique et par conséquent  <  correspond à
la conduction continue et  >  correspond à la conduction
discontinue.
])sin()[sin()( //max   t
L
eet
Z
V
ti 
M. EL MRABET Slide 130
P2 tout thyristors
 charge inductive  > 
L’angle  (déterminé à partir de l’abaque) est inférieur à 
le courant est donc discontinu
M. EL MRABET Slide 131
P2 tout thyristors
 L'angle  =  - (déterminé à partir de l'abaque) est 
inférieur à ,
le courant dans
la charge est donc
discontinu
VS
VL
IL
M. EL MRABET Slide 132
P2 tout thyristors
 Tension moyenne aux bornes de la charge
tension est le double que celle trouvée en simple alternance
 Tension efficace aux bornes de la charge
 Courant moyen d'un thyristor :
 Courant efficace d'un thyristor :
 Tension inverse maximale d'un thyristor: Vimax = 2 Vmax
 






)cos(cossin
1
max
max
V
ttdVVmoy









 2
2sin
2
2sin
2
)²sin(
1
max
max


 
V
tVVeff
2
Imoy
Ithmoy 
2
Ieff
ITheff 
M. EL MRABET Slide 133
P2 tout thyristors
 3Charge inductive  < 
• Si  >  +  le courant dans la charge est continu c'est-à-
dire qu'en aucun instant il ne passe par zéro. Normalement,
la conduction de Th1 continue jusqu'à . Cependant, à  +
 , Th2 reçoit son impulsion d'amorçage et comme il se
trouve à être polarisé plus positivement que Th1, le courant
de Th1 se transfert à Th2 et Th1 bloque,
M. EL MRABET Slide 134
P2 tout thyristors
M. EL MRABET Slide 135
P2 tout thyristors
 Tension moyenne aux bornes de la charge
 modes de fonctionnement :
• pour  < /2  IL> 0 et V L > 0
•La puissance à la charge est positive, le montage
fonctionne en redresseur.
• pour /2 <  <   IL> 0 et V L < 0
•La puissance à la charge est négative, le montage 
fonctionne en onduleur.
 Tension efficace aux bornes de la charge: Veff = Vs









))cos((cossin
1
max
max
V
ttdVVmoy


cos
2
max
V

M. EL MRABET Slide 136
P2 tout thyristors
 On en déduit les deux types de fonctionnement d’un tel montage :
 Pour 0   < /2; Umoy est positive et la puissance active fournie par le 
dispositif redresseur à la charge dans laquelle circule un courant 
continu Id vaut : P = Umoy Id > 0 La charge absorbe donc de l’énergie.
Le montage fonctionne alors en redresseur à tension de sortie
réglable grâce à l’angle de retard à l’amorçage .
 Pour /2 <  <  : Umoy est négative, donc la puissance: P<0.
Le montage ne peut fonctionner, dans ces conditions, que s’il est 
connecté, côté continu (charge), sur un dispositif susceptible de lui 
fournir de l’énergie, soit par exemple : génératrice courant continu, 
pont redresseur, batterie d’accumulateurs.
 On a alors un fonctionnement en onduleur non autonome.
C’est un onduleur car l’énergie passe de la source continue au réseau 
alternatif connecté au transformateur; il est non autonome car la 
valeur efficace et la fréquence des tensions alternatives sont fixées 
par le réseau alternatif.
M. EL MRABET Slide 137
Applications
 batterie d’accumulateurs :
 Redresseur en pont connecté à une batterie ’accumulateurs.
 Le redresseur, lorsque  < /2 , fournit de l’énergie à la 
batterie (bornes en position (a)). Lorsque la batterie est 
chargée, elle peut fournir de l’énergie au réseau (après 
inversion des bornes, position (b)) pour apporter un 
complément d’énergie.
M. EL MRABET Slide 138
Applications
 Interconnexion entre deux réseaux :
 Deux réseaux de fréquence f et f’ et de valeur efficaces V et 
V’ pouvant être différentes, sont connectés entre eux à l’aide 
de 2 ponts redresseurs, l’un et l’autre pouvant fonctionner en 
redresseur ou onduleur non autonome alternativement. Cette 
configuration permet de relier entre eux deux réseaux 
indépendants (exemple : liaison sous-marine France-
Angleterre).
M. EL MRABET Slide 139
Applications
 Machine à courant continu :
 Lorsque les bornes sont en position (a), la machine 
fonctionne en moteur. En position (b), avec  > /2, la 
machine fonctionne en génératrice. On peut assurer ainsi le 
freinage du moteur par récupération d’énergie.
M. EL MRABET Slide 140
REDRESSEUR P3 tout thyristor
 Redresseur triphasé à simple alternance 
commandé
M. EL MRABET Slide 141
P3 tout thyristors
M. EL MRABET Slide 142
P3 tout thyristors
 Dans le cas général:
p
pSin
VV
avec
VVmoy
MAX
/
)/(
cos.
max0
max0





(Cas de diodes)
M. EL MRABET Slide 143
REDRESSEUR PD2 tout thyristors
 3.3 Redresseurdouble alternance en pont 
commandé
Lorsque la charge est fortement inductive L >> R, 
on la représente par une source de courant 
d'amplitude constante et égale à IL.
Fonctionnement
 Th1 et Th2 reçoivent en même temps leurs signaux 
s'amorçage. Il en est de même pour Th3 et Th4.
M. EL MRABET Slide 144
Formes d ’ondes pour un redresseur en pont commandé
M. EL MRABET Slide 145
REDRESSEURS PD2 MIXTES
 Redresseur double alternance en pont mixte
(sans diode de roue libre)
Dans le montage mixte, les thyristors d'une moitié 
du pont sont remplacés par des diodes. Par rapport au 
pont tout thyristor, le pont mixte a les avantages 
suivants:
 Dispositifs de commande de gâchette plus simples 
(on commande deux gâchettes au lieu de 4).
 Réduction du prix du convertisseur: Les diodes 
coûtent moins chères que les thyristors de même 
puissance. 
 Meilleur facteur de puissance.
 Moins d'ondulation sur le courant de charge.
M. EL MRABET Slide 146
REDRESSEUR PD2 MIXTE
 Fonctionnement
Th1 reçoit son signal d'amorçage à , il conduit avec D2
jusqu'à . Rendu à , D4 devient polarisé plus positivement que
D2, donc D2 bloqué et D4 s'amorce naturellement. Le courant de
charge circule dans D4 et Th1 jusqu'à  +  ; à  + , on amorce
Th2 qui se met à conduire provoquant ainsi le blocage de Th1. D4
est toujours passante et elle conduit avec Th3 jusqu'à 2
À cet instant, D2 devient polarisée plus positivement que D4,
par conséquent, D2 et Th2 sont en conduction jusqu'au prochain
amorçage de Th1.
M. EL MRABET Slide 147
REDRESSEUR PD2 MIXTE
M. EL MRABET Slide 148
REDRESSEUR PD2 MIXTE
 La tension aux bornes de la charge ne s'inverse pas, 
comme si une diode de roue libre était présente. Ce 
montage fonctionne en redresseur seulement et ne 
peut pas fonctionner en onduleur.
 Tension moyenne aux bornes de la charge
 Tension efficace aux bornes de la charge
 courant efficace dans le secondaire du 
transformateur
)cos1(sin
1
max
max






 
V
ttdVVmoy







 2
2sin
1
2
max
)²sin(
1
max
 
V
tdtVVeff






  1²
1
LL
ItdIIs
M. EL MRABET Slide 149
REDRESSEUR PD2 MIXTE
 Dans le cas général: 
 Il s’avère ainsi possible, comme pour le pont tout 
thyristors, de régler la valeur de la tension moyenne 
redressée Umoy en agissant sur l’angle de retard à 
l’amorçage .
 Cependant, à la différence du pont tout thyristors, cette 
tension ne peut devenir négative.
q
qSin
VV
avec
VVmoy
MAX
/
)/(
2
cos1
max0
max0






M. EL MRABET Slide 150
REDRESSEUR PD2 MIXTE
 3.4.1 redresseur en pont semi-commandé avec 
diode de roue libre
Comparativement au redresseur totalement commandé, le
redresseur semi-commandé est meilleur marché, mais le courant
alternatif de l’alimentation est plus déformé en raison de ses
étapes à valeur nulle. On ne peut utiliser le redresseur semi-
commandé dans le mode onduleur assisté, seul le montage
totalement commandé (tout thyristors) permet d’inverser la tension
moyenne.
M. EL MRABET Slide 151
Formes d’ondes pour un redresseur en pont mixte
M. EL MRABET Slide 152
Applications
 alimentation des moteurs à courant continu
 Nous considérons le cas simple d’une alimentation par un pont 
monophasé mixte PD2, les deux diodes D1 et D2 sont disposées en 
série contrairement au montage de la figure précédant. Cela permet 
d’obtenir une phase de roue libre avec les diodes seulement, sachant 
qu’au démarrage du moteur (premières périodes de fonctionnement), 
le courant id (t) sera faible, et peut donc être insuffisant pour maintenir 
les thyristors passants en phase de roue libre (problème du courant 
de maintien).
Moteur à courant continu alimenté par un pont redresseur 
mixte PD2. L’inductance l sert à lisser le courant id(t).
M. EL MRABET Slide 153
 On distingue deux types de fonctionnements :
Fonctionnement à courant interrompu pour les fortes 
valeurs de l’angle de retard  (pour une charge donnée).
 En modélisant la charge par un circuit R ,L ,E série et en 
nommant Q = L / R le facteur de qualité de la charge, on 
aura un fonctionnement interrompu, pour  donné, si Q est 
suffisamment faible.
 La tension et le courant redressés ud ( t ) et id ( t ) sont 
donnés à la figure qui suit pour un fonctionnement à courant 
interrompu.
 Pour t0 < t < Δt , le courant id ( t ) est nul, donc :
ud ( t ) =E aucun interrupteur ne conduit.
 A t = Δt , une impulsion de courant positive est envoyée sur 
la gâchette de T1 qui s’enclenche car :
vT1 = v ( t ) – ud( t ) > 0 ; D2 et T1 se mettent à conduire
M. EL MRABET Slide 154
 Pour Δt < t < T/2 ; D2 et T1 conduisent.
 On a donc :
 Pour t = T/2 ; v( t ) devient négatif, donc D1 se met à 
conduire et T1 se bloque. D2 continue à conduire car T2 
n’est pas commandé. Cette phase de roue libre dure tant 
que id( t ) >0 . On a :
 Lorsque le courant id ( t ) s’annule, les diodes cessent de 
conduire. La charge n'est plus alimentée et : ud (t) = E
 A t = T/2 +Δt , le thyristor T2 est commandé ...
M. EL MRABET Slide 155
q
 Fonctionnement à courant interrompu lors de l’alimentation 
d’un moteur à courant continu par un pont PD2 mixte.
M. EL MRABET Slide 156
 Fonctionnement à courant ininterrompu pour les faibles 
valeurs de  (pour une charge donnée).
• Les deux diodes D1 et D2 servent à conduire le courant id ( t ) 
durant la phase de roue libre.
• L’expression de la valeur moyenne de la tension redressée 
ud(t) s’écrit :
• si Id est la valeur moyenne de id (t) et R la résistance de la 
maille (moteur + diodes).
• La vitesse de rotation du moteur est donc réglée 
par action sur l’angle de retard .
moy 0moy
M. EL MRABET Slide 157
 La valeur moyenne Id du courant redressé id ( t ) donnera la 
valeur moyenne du moment du couple moteur : C = k..Id
 On pourra réguler la vitesse du moteur en réglant l’angle de 
retard  en fonction de l’écart entre un signal de référence et 
une tension continue issue d’une dynamo tachymétrique 
placée sur l’arbre du moteur.
M. EL MRABET Slide 158
Redresseurs triphasés double 
alternance PD3 commandés
M. EL MRABET Slide 159
GRADATEURS 
Un gradateur est un convertisseur qui fait la 
conversion ca/ca à fréquence fixe. Le rôle de ce 
convertisseur est d’appliquer aux bornes du 
récepteur une tension alternative à amplitude 
variable. 
Par conséquent, un gradateur commande le niveau 
de la tension efficace aux bornes de la charge.
PRINCIPALES APPLICATION
►Chauffage industriel.
►Eclairage (variation de la luminosité) .
►Commande (démarrage) de vitesse pour moteur à 
induction, (pompe, ventilateur) 
M. EL MRABET Slide 160
montages monophasés 
 Principaux montage des gradateurs monophasés
Utilisation de 2 thyristors tête-
bêche
Utilisation d’un triac
Montage avec 2 diodes et 2 
thyristors
Montage avec 1 seul 
thyristor
M. EL MRABET Slide 161
Gradateur alimentant une charge résistive
 Formes d’ondes
 Vch = Vmax sint pour  < t <  et  +  < t < 2
 à  = 0 , à  = , VchE = 0 et 







 2
2sin
1
2
)²(sin
1 max
max
 
V
dttVV
chE
2
max
V
V
chE

R
V
I chE
chE

M. EL MRABET Slide 162
Gradateur alimentant une charge inductive
 Formes d’ondes

 Pour que le gradateur opère de façon correcte, il faut que l'angle 
 soit inférieur ou égal à  +  .
 Le courant instantané dans la charge est donné par :
 Si  =  , ich s'annule à  +  donc:  <  < 







 )(
max ).sin()sin(


t
L
R
ch et
Z
V
i









 2
2sin
2
2sin
2
)²sin(
1 max
max 

 
V
tVVceff
M. EL MRABET Slide 163
Gradateurs triphasés
 Il existe plusieurs configurations triphasées et quelques 
exemples sont données ci-dessous :
S6- Gradateur tout 
thyristor en triangle
S1- Gradateur tout 
thyristor en étoile
S5- Gradateur mixte 
en étoile
S2- Gradateur toutthyristor, charge en 
S3- Gradateur en 
triangle dans 
charge
S4- Gradateur 
économique
M. EL MRABET Slide 164
V1 V2 V3 V1
u12 u23 u31u13 u21 u32 u12 u13
M. EL MRABET Slide 165
 Conclusion :
Quelle configuration choisir? Cela dépend de 
l'application. Si on est en grande puissance, on 
essaiera de choisir une topologie qui injecte un 
minimum d'harmonique dans le réseau. La 
configuration 5 injecte un minimum d'harmonique. 
M. EL MRABET Slide 166
HACHEURS
 Un convertisseur CC/CC est un montage de puissance qui 
effectue la transformation courant continu fixe à courant 
variable. Ce convertisseur que l’on appelle « hacheurs » trouve 
énormément d’applications dans l’alimentation à tension 
variable des moteurs à courant continu.
 Les hacheurs sont très répondus dans le domaine de traction 
électrique à courant continu, par exemple sur des engins de 
chemin de fer et trolley bus, où la puissance peut aller 
jusqu’à1MW.
 Ils assurent une bonne accélération, un haut rendement ainsi 
qu’une réponse dynamique très rapide. On peut aussi les 
utiliser pour récupérer l’énergie de freinage d’une machine CC. 
Cette énergie est renvoyée à la source alternative et il en 
résultera une économie d’énergie surtout si les arrêts sont 
fréquents. Enfin, les hacheurs sont aussi utilisés dans les 
alimentations à découpage. 
M. EL MRABET Slide 167
principe du hacheur
 hacheur alimentant une charge résistive
le montage de base du hacheur de tension apparaît 
à la figure ci-dessous. Son fonctionnement est 
assuré par la durée de fonctionnement et la durée 
de repos de l’interrupteur K. 
Vch =  Vs Où : T est la période de hachage ;
et  est le rapport cyclique ( duty 
cycle)
M. EL MRABET Slide 168
Principe du hacheur
 Hacheur alimentant une charge inductive
Lorsque la charge est inductive, il faut rajouter une diode 
de roue libre aux bornes de la charge pour faire circuler 
l’énergie de l’inductance lorsque K est ouvert. 
M. EL MRABET Slide 169
Définition 
 Forme d’onde
 Définition du rapport cyclique
Le rapport cyclique est défini comme le temps tON pendant 
lequel l’interrupteur est fermé divisé par la période de 
fonctionnement du montage T, soit :
On définit également le temps pendant lequel l’interrupteur 
est fermé par : tOFF = T - tON
M. EL MRABET Slide 170
Mode de fonctionnement des hacheurs 
Il existe trois mode de fonctionnement qui s’applique à tous 
les hacheurs. Ces modes sont décrits brièvement ci-
dessous :
 modulation de largeur d’impulsion (PWM) : la durée de 
fonctionnement TON de l’interrupteur K est variable tandis 
que la période de hachage T est fixe. Ce mode est le plus 
utilisé. Car il permet un filtrage plus aisé aux harmoniques 
qui en résultent à des fréquences fixes.
M. EL MRABET Slide 171
Mode de fonctionnement des hacheurs
 modulation de fréquence : la fréquence de fonctionnement f = 1/Test 
variable alors que ou bien t1 ou t2 est gardé constant , la plage de 
variation de la fréquence doit être assez grande pour pouvoir faire 
varier la puissance à la charge de 0 à son maximum. Ce type de 
contrôle génère des harmoniques à des fréquences difficiles à prédire 
et le design du filtre est plus compliqué.
 modulation de largeur et de fréquence d’impulsion : les deux 
paramètres de contrôle sont variables, ce type de contrôle a les 
mêmes inconvénients que le précédent, cependant il assure une 
meilleure réponse dynamique ( lors des transitoires). Exemple de 
réalisation pratique : le régulateur fourchette
M. EL MRABET Slide 172
hacheur abaisseur
 schéma et principe de fonctionnement (Hacheur série)
0<t<T : K fermé : T<t<T : K ouvert :
M. EL MRABET Slide 173
Forme d’onde
M. EL MRABET Slide 174
Fonction de transfert du hacheur abaisseur
En faisant varier le rapport cyclique  de 0 à 1, Vch varie 
de 0 à Vs .donc, en agissant sur , on peut contrôler le 
transfert de puissance à la charge 
sch VV .
Si l’on néglige la chute de
tension aux bornes de K
lorsqu’il est en conduction. La
tension moyenne à la charge
est donnée par :
dt =
s
t
ssch VV
T
t
dtV
T
V .
1 1
0
1  
M. EL MRABET Slide 175
Charge R, L, E
 Si la charge est une batterie ( Ec est imposé par la charge).
 Si la charge est un moteur à courant continu, Ec est fixé par la vitesse 
du moteur (E = K ( en rad/s)), sachant que Id0 dépend du moment 
du couple du moteur Ce (Ce= KI si l’on néglige les pertes mécaniques 
et les pertes par hystéréris et courants de Foucault).
 Umoy =  E (conduction continue)
 Umoy = E + (1- )Ec (conduction discontinue)
M. EL MRABET Slide 176
Conclusion sur le hacheur série
 Dans les deux types de fonctionnement (conduction continu ou 
discontinu), on voit que la valeur moyenne de la tension 
disponible aux bornes de la charge est fonction du rapport 
cyclique . On réglera la valeur de Umoy en modifiant le 
rapport cyclique :
1. soit en modifiant la durée de conduction de l’interrupteur 
sans modifier la période T de commande (Modulation de 
Largeur d’Impulsion, MLI).
2. soit en modifiant la fréquence de commande ( f = 1/T) sans 
modifier la durée de conduction de l’interrupteur.
La solution 1. est de loin la plus utilisée en pratique car elle 
permet un filtrage aisé de la tension ud ( t ) par un filtre passe-
bas. Ce filtre passe-bas permet d’éliminer les harmoniques 
élevés de ud ( t ) . 
M. EL MRABET Slide 177
Hacheur élévateur (survolteur) 
 schéma et principe de fonctionnement (Hacheur parallèle)
0<t<T : K fermé : T<t<T : K ouvert :
· Lorsque l’interrupteur est fermé, la diode est polarisée en inverse; la charge 
est donc isolée de la source. La source fournit de l’énergie à l’inductance l.
· Lorsque l’interrupteur est ouvert, l’étage de sortie (C+ charge) reçoit de 
l’énergie de la source et de l’inductance l.
M. EL MRABET Slide 178
Formes d’onde
M. EL MRABET Slide 179
Fonction de transfert
 En moyenne sur une 
période, compte tenu du fait 
que la valeur de la moyenne 
de vL(t) est nulle, on obtient :
Fonction de transfert du convertisseur 
élévateur


1
1
s
ch
V
V
Les applications principales du hacheur parallèle sont les 
alimentations de puissance régulées et le freinage par 
récupération des moteurs à courant continu . 
M. EL MRABET Slide 180
Hacheur abaisseur-élévateur 
 schéma et principe de fonctionnement
0<t<T : K fermé : T<t<T : K ouvert :
M. EL MRABET Slide 181

M. EL MRABET Slide 182
Hacheur abaisseur-élévateur
 Fonction de transfert
Suivant la valeur de α, la tension 
moyenne de sortie peut être supérieure 
ou inférieure à la tension d'entrée, d'où le 
nom de hacheur survolteur-dévolteur.




1s
ch
V
V
l'ondulation de courant crête à crête dans l'inductance L:
Relation entre le courant moyen de sortie et le courant moyen dans 
l'inductance. Is = Id car le courant moyen dans la capacité est nul.
Donc Is = (1 -  ) IL . De plus, connaissant la tension moyenne de 
sortie et la résistance de charge, on en déduit facilement Is ce qui 
permet de connaître IL.
M. EL MRABET Slide 183
Application des hacheurs série et parallèle: alimentation et freinage 
d’un moteur à courant continu à l’aide d’un hacheur réversible
 Le hacheur série est constitué de la diode D1 et de l’interrupteur I1. Le 
hacheur parallèle est constitué de la diode D2 et de l’interrupteur I2.
 La machine fonctionne en moteur lorsqu’elle est alimentée par le 
hacheur série (D2 reste toujours bloquée car U > ud et I2 est maintenu 
ouvert).
 La machine fonctionne en génératrice (phase de freinage) et alimente la 
source U (batterie par exemple) lorsque le hacheur parallèle est utilisé 
(D1 est toujours bloquée car lorsque I2 est fermé VD1 = 0 et lorsque I2 
est ouvert D2 est passante et VD1 = -U ; I1 est maintenu ouvert).
M. EL MRABET Slide 184
COMMANDE HACHEUR
 Le courant de sortie de l’AOP étant 
très faible (10 à 20 mA), il 
conviendra d’utiliser un transistorDarlington.
 CT = 0,33 µF, RC = 10 kΩ, RT = 22 
KΩ, R = 1 k Ω/0,5W.
• - RC règle le rapport cyclique.
• - RT règle la fréquence.
43
3
2
1
43 )21ln()(
RR
R
R
R
RRT




TT CR
f
.
1.1

Pour alimenter la base du transistor, il faut réaliser un montage 
électronique délivrant un signale en créneaux avec un rapport 
cyclique réglable. Il s’agit d’un oscillateur.
M. EL MRABET Slide 185
 Circuit de commande
M. EL MRABET Slide 186
ONDULEURS
 Les onduleurs sont les convertisseurs statiques 
continu-alternatif permettant d’obtenir une 
source de tension alternative de fréquence fixe 
ou variable à partir d’une source de tension 
continue.
M. EL MRABET Slide 187
montage de base d’un onduleur
 le montage de base d’un onduleur est l’onduleur en 
demi-pont et son principe consiste à imposer une 
tension positives et négatives aux bornes de la 
charge. Pour cela , il faut utiliser deux hacheurs tête-
bêche 
M. EL MRABET Slide 188
onduleurs demi-pont alimentant une charge RL
 A l’instant t=0 on ferme T1, on a vch= +Vs le courant est inductive le 
courant ich s’établit dans la charge avec une loi fonction de cette dernière 
( exponentielle pour une charge RL).
 A l’instant t=t1, on ouvre T1, si la charge est inductive le courant ne peut 
pas varier instantanément et c’est la diode D2 qui se met à conduire ce 
courant , on a vch= + Vs. On dit qu’il y’a commutation de T1 à D2.
 Pendant que D2 conduit , T2 ne peut pas fermer puisque la tension est 
négative à ses bornes .dès que le courant s’annule ( instant t2) on peut 
fermer T2. la phase de t1 à t2 est la phase de « récupération ». si on 
envoie un signal de commande à T2 dès que la tension à ses bornes le 
permet, on réalise une « commande adjacente ». 
M. EL MRABET Slide 189
onduleur en pont monophasé
 Dans la pratique la source continue est unique et cela 
conduit à la structure des onduleurs en pont.
 La figure ci-dessus représente le schéma d’un onduleur 
monophasé en pont. On envoie sur les bases des 
transistors T1 etT4 des signaux complémentaires 
M. EL MRABET Slide 190
Expressions de id(t)
Au cours d’une période de fonctionnement, on distingue quatre 
séquences :
 pour t0 < t < t1, I1 et I3 sont ouverts. I2 et I4 sont commandés à la 
fermeture. Le courant id(t) étant négatif à t = 0 , égal à -IdM , ils ne 
peuvent conduire. Ce sont donc les diodes D2 et D4 qui conduisent 
le courant id(t).
On a :
avec  = L / R
A t = t1 , id(t) s’annule.
 pour t1 < t < T/2, I2 et I4 se mettent à conduire tandis que D2 et D4 
se bloquent. Les équations donnant id(t) et ud(t) restent les mêmes 
que précédemment.
 pour T/2 < t < t1 + T/2, I2 et I4 sont commandés à l’ouverture et se 
bloquent. I1 et I3 sont commandés à la fermeture. Le courant id(t) 
étant positif à t = T/2, égal à +I dM par raison de symétrie, I1 et I3 
ne peuvent pas conduire. Ce sont donc les diodes D1 et D3 qui 
conduisent le courant id(t). On a : ud(t) = -E = Rid(t) + L di/dt
M. EL MRABET Slide 191
A t = t1 , id(t) s’annule.
 pour t1 < t < T/2, I2 et I4 se mettent à conduire tandis que D2 et D4 
se bloquent. Les équations donnant id(t) et ud(t) restent les mêmes 
que précédemment.
 pour T/2 < t < t1 + T/2, I2 et I4 sont commandés à l’ouverture et se 
bloquent. I1 et I3 sont commandés à la fermeture. Le courant id(t) 
étant positif à t = T/2, égal à +I dM par raison de symétrie, I1 et I3 ne 
peuvent pas conduire. Ce sont donc les diodes D1 et D3 qui 
conduisent le courant id(t). On a : 
d’où : 
A t = t1 + T/2, id(t) s’annule.
 pour t1 + T/2 < t < T, I1 et I3 conduisent. D1 et D3 sont bloquées. 
Les équations donnant ud(t) et id(t) restent les mêmes que 
précédemment.
Avec:
M. EL MRABET Slide 192
commande décalée d’un onduleur en pont
 dans le schéma de la figure ci-dessous, on envoie 
aux transistors T1 et T4 des signaux de commande 
complémentaires. on envoie aux transistors T2 et T3 
des signaux de commande complémentaire mais 
décalé d’un angle r par rapport aux précédents.
4
M. EL MRABET Slide 193
commande décalée d’un onduleur en pont
 A l’instant t0, ich=0 et vch= +Vs. de t0 à t1, les thyristors T2 
et T4 conduisent, un courant positif circule dans la charge et 
l’on a vch = +Vs.
 A l’instant t1, on ouvre T4. si la charge est inductive le 
courant ne peut pas varier instantanément et c’est la diode 
D1 qui se met à conduire. la tension aux bornes de la charge 
est nulle : c’est la phase dite ‘roue libre’.
 A tout instant de cette phase de roue libre, nous pouvons 
passer à une phase dite de récupération en ouvrant T2. il y a 
alors commutation T2, D3. cette phase de récupération 
durant laquelle vch = - Vs se termine lorsque le courant 
s’annule (instant t3)
 A l’instant t4 on ouvre T1, D4 se met à conduire…
 On dispose donc d’une tension qui délivre une tension +Vs, 
0, -Vs.
M. EL MRABET Slide 194
commande décalée d’un onduleur en pont
 réglage de la tension de sortie d’un onduleur par variation de r.
 Il est clair à la figure précédente que pour une tension d'alimentation 
Vs fixe, on peut régler la valeur efficace du terme fondamental de la 
tension de sortie de l'onduleur en réglant la durée de la période de 
roue libre, c'est-à-dire en faisant varier l'angle r.
 la valeur efficace de la tension de sortie est : 
 La valeur efficace du terme fondamental de la tension de sortie est:
2
4
))
2
cos(
2
(cos
2
)sin()(
1
1
2
0
r
Cos
VsrrVs
dtttfB









 

 rVsVch  1.
22
4
2
1
1
r
Cos
VsB
effVch



M. EL MRABET Slide 195
commande décalée d’un onduleur en pont
 Etude harmonique
l’habitude de calculer le résidu d’harmoniques de la tension r . c’est 
par définition le rapport de la valeur efficace de résultante de toute 
les harmoniques sauf le fondamental à la valeur de la tension
)1²(
)²
2
(cos8
11
2
1
2
1
2
















chE
Ech
chE
EchchE
V
V
V
VV
r
Pour r = 0 ; r = 0.435,
Vch1E est maximum
M. EL MRABET Slide 196
onduleur triphasé en pont
 le schéma d’un onduleur triphasé est donné à la figure 
suivante. Il est principalement constitué de six interrupteurs 
de puissance. La source Vs a été divisée en deux sources 
de valeurs Vs/2 et entre ses deux sources un neutre fictif (le 
point O) est placé.
 Il existe plusieurs techniques de commende de cet onduleur, 
la plus populaire est la commande par modulation de largeur 
d’impulsion (MLI). Nous citons dans la suite deux méthodes 
simples de commande soit ,la commande à 120° et 
commande à180°
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Commande à120°
 La commande à120° est identique à celle d’un pont à 
thyristors triphasé alimenté par le réseau de distribution. 
Dans le cas d’une commande à120° chaque transistor est 
commandé pendant 120°. Il y a donc un trou de 60° entre 
les commandes de 2 transistors d’un même bras. Les 
commandes des transistor d’un bras sont décalées de 
120° par rapport aux transistors d’un bras voisin.
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 Les formes d’ondes dans le 
cas d’une charge résistive 
sont données à la figure 
suivant.
 Dans le cas d’une charge 
inductive à l’ouverture d’un 
transistor (T1 par exemple) 
le courant ne pouvant 
varier instantanément, c’est 
une diode qui prend le 
relais (D4 lorsqu’on ouvre 
T1 ). On inverse donc la 
tension VA – V0 jusqu’à 
l’annulation du courant. 
Ainsi, la forme de la 
tension va dépendre de la 
nature de la charge. 
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Commande à 180°
 ici chaque transistor est commandé pendant 180° ,les commandes 
de 2 transistors d’un même bras sont complémentaire, les 
commandes des transistors d’un bras sont décalées de 120° par 
rapport aux transistors du bras voisin.
 Les formes d’onde sont représentées à la figure suivant. Avec cette 
commande on impose à tout instant la tension de sortie quelque 
soit la nature de la charge.
 On peut remarquer que l’on obtient une tension entrephase 
identique à celle d’un onduleur monophasé à commande décalée 
avec r =60°. d’où un minimum d’harmoniques et suppression du 
3e harmonique.
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Formes d’onde de tensions

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Onduleur MLI
 Principe de la MLI (ou P.W.M. : 
Pulse Width Modulation)
 Une onde modulatrice sinusoïdale 
u, de fréquence fu est comparée à 
une onde triangulaire v de 
fréquence fv. La sortie du 
comparateur permet, par 
l’intermédiaire de transistors de 
puissance, le pilotage d’une phase 
de la machine. Les autres phases 
sont pilotées par des ensembles 
identiques, déphasés de 120°.
 Pour éliminer les harmoniques de 
rang pair et les harmoniques de 
rang 3, le rapport de modulation 
m=fv/fu est impair, multiple de 3 et 
de l’ordre de la centaine (dans 
l’exemple ci-dessous m=9)
uv
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Principe de la MLI
Variateur numérique :ancienne génération
Les instants de commutation des interrupteurs sont calculés
pour réduire (ou supprimer) des harmoniques
Pour 3 angles calculés, on peut supprimer
les harmoniques de rangs 3 et 5
On agit sur la fréquence par contre il faut contrôler U 

0
2

E
1
2 3
u
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Principales applications
 Alimentation de secours pour l’alimentation instantanée, à 
partir d’accumulateurs d’une installation normalement 
connectée à une réseau alternatif lorsque ce dernier est 
défaillent ( exemple : ordinateur de grande envergure ) ;
 Les entraînements à courant alternatif : moteurs asynchrones 
à vitesse variable ;
 Liaison entre deux réseaux (HVDC) ;
 Echauffement , durcissement et la fonte des métaux à l’aide de 
fonte à induction constituée d’onduleurs fonctionnant entre 
500Hz et quelques centaines de kHz ;
 Engins de traction à base de moteurs à courant alternatif.
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Applications 
 Alimentation de secours
Lors d’une panne 
d’électricité, un onduleur 
assure la continuité de 
l’alimentation des machines 
à partir de batteries. En 
informatique 
professionnelle, un onduleur 
est indispensable pour 
éviter la perte d’informations 
en cas de panne de secteur.
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Applications
 Réglage de la vitesse de rotation d’un moteur synchrone
La vitesse d’un moteur synchrone est fixée par la pulsation des courants 
statoriques. Pour changer de vitesse il faut donc changer la fréquence des 
tensions d’alimentation. Il faut donc redresser la tension du réseau puis 
l’onduler à la fréquence désirée.
Remarque : pour que la puissance du moteur reste nominale lorsque la 
fréquence varie, il faut en fait conserver le rapport f /V constant (Si la fréquence 
augmente, il faut augmenter la tension d’alimentation proportionnellement).
 Transfert d’énergie entre deux réseaux de fréquences différentes
La France fournit de l’énergie électrique à la Grande-Bretagne, mais la 
fréquence du réseau anglais est 60 Hz. Il faut donc adapter la fréquence.
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Structure d’un variateur à contrôle vectoriel avec 
capteur
MAS
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Traitement des informations
Structure interne d ’un variateur MLI
réseau
Commande des voies
afficheur
clavier
prise
DB9
CAN
DT
CAN
U I
CAN
Toutes les grandeurs rentrantes ou sortantes du P sont opto couplées
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Schéma de principe du variateur
Convertisseur ~ / =
Filtre constitué par une 
batterie de condensateurs
Convertisseur = /~ à M.L.I
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Schéma de principe du variateur Danfoss: 
VLT 5000
Redresseur 
triphasé
Onduleur 
triphasé
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Technologie ATS46: Synoptique fonctionnel
460/ 500
400
220
C
 
 
 
 
 
Microcontrôleur
Ventilateur
Détection 
température
Allumeurs
Synchronisations
courant et 
tension
Signe des 
tensions
statoriques
Mesure 
courants
Console
visualisation
Bornier client
Entrées / sorties
Alimentation 
à découpage
Auto-
tansformateur
ventilation
T.C
T.C
Filtre
1 L1
3 L2
5 L3
A1
B1
C1
A2
B2
C2
2 T1
4 T2
6 T5
console
visualisation
Démarrage 
par gradateur 
triphasé