Baixe o app para aproveitar ainda mais
Prévia do material em texto
REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 3, NÚMERO 2, DEZEMBRO DE 2013 1 Influência do Deslocamento de Frequência em OFDM/QPSK Devido ao Efeito Doppler João Fonseca Neto ∗, Leocarlos Bezerra da Silva Lima† ∗Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia de Sergipe Av. Eng. Gentil Tavares, 1166, Getúlio Vargas, 49055-260, Aracaju-SE, Brasil E-mail: jfonsecaneto@gmail.com †Universidade Federal de Sergipe, Departamento de Engenharia Elétrica Av. Mal. Rondon, s/n, 49100-000, São Cristóvão-SE, Brasil E-mail: leocarlos@ufs.br Resumo—Este artigo apresenta uma avaliação da influência do deslocamento de frequência de sinal OFDM/QPSK em canal com desvanecimento Rayleigh devido ao efeito Doppler. Curvas de desempenho do sistema foram obtidas por simulação e com- paradas para diferentes frequências máximas de deslocamento Doppler. Palavras-chave—OFDM, canal com desvanecimento Rayleigh, simulação, deslocamento Doppler. I. INTRODUÇÃO MUltiplexação por Divisão em Frequências Ortogonais(OFDM) é uma técnica de transmissão de sinais que emprega simultaneamente diversas subportadoras ortogonais e tem sido usada em sistemas de comunicação com fio ou sem fio, especialmente na comunicação móvel, com altas taxas de dados, em canais com multipercursos e com desvanecimento seletivo em frequência [1]–[3]. A OFDM tem sido adotada em diversos padrões de comunicação [4]: • IEEE 802.11a/n, padrão de rede local sem fio desenvol- vido pelo IEEE (Institute of Electrical and Electronic Engineers); • 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project – Long Term Evolution), padrão de telefonia móvel celular de 4a geração desenvolvido pela 3GPP [5]; • Sistemas de televisão digital terrestre: – Europeu, DVB-T/H e DVB-T2 (Digital Video Bro- adcasting for Terrestrial and Handheld); – Japonês, ISDB-T (Integrated Services Digital Bro- adcasting – Terrestrial); – Brasileiro, SBTVD-T (Sistema Brasileiro de Tele- visão Digital – Terrestre) [6], [7]; • ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line), tecnologia de comunicação de dados através de linhas telefônicas convencionais que permite taxas de transmissão maiores do que por modem convencional; • Rede de frequência única, SFN (Single Frequency Network) [6]. Artigo recebido em 10 de outubro de 2013. Artigo aceito em 26 de novembro de 2013. Dentre as vantagens desta técnica, destaca-se sua grande robustez à ISI (Intersymbol Interference) e a interferências interportadoras, ICI (Intercarrier Interference), devido a sua capacidade de suportar efeito Doppler e espalhamentos por atrasos do sinal produzidos pelo efeito propagação do canal com multipercursos [1] [3]. Comparando-se o sistema OFDM com o sistema FDM (Frequency Division Multiplexing) convencionais, destaca-se uma redução da largura de faixa de transmissão do primeiro em relação ao segundo de até 50%. Em OFDM, em razão da presença do intervalo de guarda que ajuda a eliminar a ISI, utiliza-se uma equalização simples com apenas um tap, no domı́nio da frequência, para recuperar os sı́mbolos transmitidos, especialmente visando compensar o deslocamento de fase sofrido pelo sinal ao longo do canal de comunicação [8] [9]. A sequência de dados a ser transmitida, a uma taxa R bit/s, em OFDM, é dividida e multiplexada em N subportadoras dispostas em paralelo, formando um sı́mbolo OFDM que resulta em uma transmissão a R/N bit/s por subportadora [10]. Cada subportadora é modulada utilizando PSK ou QAM, ou suas variantes, fixa ou adaptativa [8], [11]. A redução na taxa de transmissão, com o consequente aumento na duração dos sı́mbolos, reduz a sensibilidade do sistema OFDM à seletividade em frequência causada pelo canal. Para melhorar ainda mais essa caracterı́stica, cada sı́mbolo OFDM é estendido mediante a incorporação de um intervalo de guarda [1]. Geralmente, o tempo de guarda é escolhido maior ou igual ao valor RMS (Root Mean Square) dos espalhamentos por atrasos do sinal recebido devido aos multipercursos. Contudo, alguns autores calculam esse tempo de guarda como sendo um valor fixo maior do que o maior dos espalhamentos por atrasos. Para a redução da ICI a valores toleráveis, utiliza-se o artifı́cio denominado extensão cı́clica, que é o preenchimento do tempo de guarda com parte do próprio sı́mbolo a ser transmitido [3]. A extensão cı́clica poderá ser colocada tanto no inı́cio, quanto no final de cada sı́mbolo OFDM, a depender das caracterı́sticas do sistema [9]. A OFDM, como toda técnica de comunicação digital, apre- senta acentuada sensibilidade aos problemas de sincronismo 2 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 3, NÚMERO 2, DEZEMBRO DE 2013 entre o transmissor e o receptor [2]. Dessa forma, em se tratando de processamento digital de sinais, se não houver um número inteiro de comprimentos de onda de cada componente do sinal espalhado dentro da janela da FFT (Fast Fourier Transform), empregada no processamento da OFDM, diz-se que na recepção não há ortogonalidade entre as subportadoras e, consequentemente, há ICI [1]. Na prática, além do problema de se encontrar o instante ótimo para o inı́cio da janela da FFT, há o deslocamento da frequência das subportadoras devido ao espalhamento Doppler, há o deslocamento de fase devido ao espaço percorrido e o erro (de fase e frequência) no relógio de amostragem no receptor. Esses parâmetros têm que ser estimados e compensados [2]. A OFDM é muito sensı́vel ao deslocamento de frequência e ruı́do de fase, além de ter alta PAPR (Peak-to-Average Power Ratio), reduzindo a eficiência de potência do amplificador de RF (radiofrequência) na saı́da do transmissor [3]. De forma geral, os receptores OFDM necessitam de es- timativas do estado do canal de comunicação para poder realizar a detecção coerente dos sinais. Há inúmeros traba- lhos sobre técnicas de estimação de canal (utilizando pilotos, sequência de pulsos, cega etc.) e sincronização para os siste- mas OFDM operando sob canais com desvanecimento seletivo em frequência [2], [6], [9], [12]–[22]. Mais comumente, para estimação do canal, utiliza-se a técnica de transmissão de sı́mbolos pilotos, cuja análise faz-se no domı́nio da frequência ou no tempo. Quanto ao sincro- nismo, pode este ser realizado por aproveitamento das carac- terı́sticas da extensão cı́clica do sı́mbolo OFDM. Porém, há trabalhos que aplicam algoritmos que possibilitam a utilização dos mesmos pilotos para fazer tanto a estimação do canal, quanto a sincronização de tempo e frequência [2], [6], [9], [12]–[22]. Este artigo avalia a influência do deslocamento de frequência das subportadoras dos sinais OFDM/QPSK devido ao efeito Doppler, em canal com desvanecimento Rayleigh. A avaliação dá-se pela comparação entre curvas de desempenho BER×Eb/N0, obtidas por simulação dos respectivos sistemas, variando o deslocamento de frequência Doppler máximo, em razão da velocidade do receptor móvel: 0,7 m/s (uma pessoa caminhando), 2 m/s (uma pessoa correndo) e 4,1 m/s (deslocamento a 15 km/h). Não encontrou-se na literatura trabalho similar que permitisse comparação com os resultados aqui apresentados. II. OFDM A técnica OFDM é um caso especial de transmissão multi- portadoras, na qual grandes taxas de dados são particionadas e transmitidas em paralelo pela modulação de um conjunto de subportadoras ortogonais, minimamente espaçadas, cada uma suportando pequena parte da taxa total e podendo ser separadas na recepção com técnicas de correlação [3], [8]. Escolhendo o espaçamento entre as subportadoras propor- cionalmente à banda de coerência do canal, OFDM pode-se converter um canal de comunicação seletivo em frequência em vários subcanais estreitos e planos. Dessa forma, técnicas aplicáveis a canais planos podem ser utilizadas [8]. Define- se banda de coerência de um canal como sendo o inverso do máximo espalhamento por atrasos, τmáx, das componentesdo sinal provocadas pelos multipercursos [23], ou seja, BD ≈ 1 τmáx . Como as subportadoras são ortogonais, amostrando-se o sinal a cada perı́odo correspondente à duração de um sı́mbolo realiza-se sua superposição no domı́nio da frequência, podendo-se obter economia de banda de frequência de até 50% quando comparada com sistemas FDM convencionais [8] (veja a Figura 1). f Multiplexação por divisão em frequências (FDM), Largura de faixa economizada f Multiplexação por divisão em frequências ortogonais (OFDM), Figura 1. Superposição das subportadoras OFDM com economia de banda, em relação à FDM convencional. Em um sinal OFDM as N subportadoras senoidais possuem espaçamento ∆f = 1 NT = 1 Ts , em que T é o perı́odo de amostragem e Ts é a duração de um sı́mbolo OFDM [1] (veja a Figura 2). ∆f . . . . . . Figura 2. Espectro do sinal OFDM com espaçamento ∆f entre as subporta- doras. Para suportar os espalhamentos por atrasos produzidos pelo canal com desvanecimento e minimizar ISI, a OFDM introduz um tempo de guarda em cada sı́mbolo (veja a Figura 3). Contudo, a inserção do intervalo de guarda produz uma perda, em dB, da SNR que é dada por SNRperdida = −10 log ( 1 − Tg Ts + Tg ) , em que Tg é a duração do tempo de guarda e Ts é a duração do tempo de sı́mbolo OFDM [1]. Para evitar o surgimento de ICI, em razão do acréscimo do tempo de guarda, ele é preenchido com parte do próprio sı́mbolo OFDM. Com esse preenchimento, um sı́mbolo OFDM torna-se ciclicamente estendido, garantindo que as réplicas REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 3, NÚMERO 2, DEZEMBRO DE 2013 3 Parte final do símbolo OFDM é inserida no início para preenchimento do intervalo de guarda. Símbolo OFDM estendido Tempo de símbolo, Ts. Símbolo OFDM Extensão Cíclica Tempo de guarda, Tg. Figura 3. Tempo de guarda acrescido a um sı́mbolo OFDM. atrasadas sempre possuam um número inteiro de comprimen- tos de onda dentro da janela da FFT. Isso ocorre desde que os espalhamentos por atrasos do canal sejam menores do que o tempo de guarda [3]. A. Processamento digital do sinal OFDM Esta seção apresenta o conceito básico de formação do sı́mbolo OFDM, no qual utilizam-se osciladores locais para a modulação das subportadoras paralelas (veja a Figura 4). Dados de entrada em série d0, d1, … dN-1 Série / Paralelo d0 dN-1 d1 so s1 sN-1 PSK/ QAM Símbolo OFDM sin(ω0t) sin(ω1t) sin(ωN-1t) Figura 4. Conceito básico de formação de sı́mbolo OFDM utilizando osciladores locais. Observando a Figura 4, pode-se escrever o sinal OFDM na forma s(t) = N−1∑ k=0 Ske j2πfkt, para 0 ≤ t ≤ Ts, em que N é o número de subportadoras utilizadas, Ts a duração do sı́mbolo OFDM, Sk é o sı́mbolo mapeado na constelação escolhida (PSK, QAM), e fk é uma das frequências ortogonais. Realizando o processo de amostragem do sinal s(t) no intervalo Tsa = Ts/N , obtém-se Sn = N−1∑ k=0 ske j2πfknTs/N . Sem perda de generalidade, fazendo f0 = 0, e fkTs = k. Assim, Sn = N−1∑ k=0 ske j2πkn/N = IDFT(sk), em que IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) denota a transformada inversa discreta de Fourier. Portanto, o transmis- sor OFDM pode ser implementado empregando uma IDFT e, pela mesma razão, o receptor pode ser implementado usando- se a DFT (Discrete Fourier Transform) [8]. O processamento digital do sinal OFDM caracteriza-se, as- sim, pela aplicação no transmissor da IDFT, implementada por uma IFFT, e pela operação inversa na recepção implementada por uma FFT [3], [8] (veja a Figura 12). Dessa forma, para a formação dos sı́mbolos OFDM, os dados em forma de bits dispostos em série sofrem con- versão série-paralela. Esse conjunto de bits paralelos modula as respectivas subportadoras formando um conjunto paralelo de sı́mbolos complexos associados a pontos da constelação definida pelo mapeamento empregado (PSK ou QAM). Pos- teriormente, inserem-se subportadoras-pilotos, que são utili- zadas na estimação do canal, quando da recepção. Caso o número de subportadoras (dados mais pilotos) não seja uma potência de dois, costuma-se acrescentar subportadoras nulas para completar uma quantidade equivalente a uma potência de dois, o que possibilita a aplicação do algoritmo IFFT com maior eficiência computacional. Em seguida, aplica-se a IFFT a esses conjuntos de valores complexos, formando assim um sı́mbolo OFDM. Com a adição da extensão cı́clica, produz-se um sı́mbolo OFDM estendido em banda básica. Em sistemas sem fio, esses sı́mbolos OFDM estendidos po- dem ser trasladados para uma faixa de frequências de radiação, de acordo com o serviço de telecomunicações que emprega essa técnica: radiodifusão de sons e imagens, telefonia móvel celular, rede local sem fio (IEEE 802.11a/n) etc. Nesses casos, eles são transmitidos serialmente aplicando técnica de transmissão analógica (veja as Figuras 5 e 6) [1], [3]. Em muitos sistemas sem fio são utilizadas nas subportadoras constelações de baixa cardinalidade como QPSK e 16QAM que possuem maior eficiência de potência. Em sistemas confi- nados, nos quais a SNR geralmente é maior e varia de acordo com a faixa de frequências, o número de nı́veis de modulação pode ser maior [1]. PP PP PP PP PP PP PP PP PP PP Pi Tempo Espectro do n-ésimo sı́mbolo OFDM . . . Espectro do 2o sı́mbolo OFDM Espectro do 1o sı́mbolo OFDM Figura 5. Sequência de sı́mbolos OFDM estendidos, no domı́nio da frequência, propagando no canal de comunicação. A recepção do sinal OFDM é realizada como processo inverso ao da transmissão. Após ser recebido, o sinal sofre a conversão analógico-digital e extração da extensão cı́clica. Então, aplica-se a FFT, obtendo-se um bloco de sı́mbolos complexos. Em seguida, extrai-se as subportadoras nulas, se foram utilizadas na geração dos sı́mbolos OFDM, e estima-se o canal utilizando os sı́mbolos pilotos. Em seguida, realiza- se uma equalização, com um tap, para correção de fase. Posteriormente, ocorre a demodulação dos sı́mbolos PSK ou 4 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 3, NÚMERO 2, DEZEMBRO DE 2013 tempo . . . 1º símbolo OFDM estendido 2º símbolo OFDM estendido n-ésimo símbolo OFDM estendido Tg + TsTg + TsTg + Ts Figura 6. Sequência de sı́mbolos OFDM estendidos, no domı́nio do tempo, propagando no canal de comunicação. QAM, de acordo com a modulação empregada na geração do sı́mbolo, obtendo-se um conjunto de palavras (bits) paralelas. Finalmente, converte-se de paralelo para série obtendo-se os dados transmitidos [1]. III. FENÔMENOS QUE DEGRADAM O SINAL OFDM O sinal OFDM sofre com distorções não lineares provocadas pelo transmissor devido à grande relação entre a potência de pico e a potência média do sinal, PAPR. Sofre ainda com distorções de fase ao percorrer o canal de comunicação imper- feito, além do deslocamento da frequência das subportadoras devido ao efeito Doppler [8]. As imprecisões do receptor produzem deslocamentos de frequência e fase, erro na estimação do instante de inı́cio do sı́mbolo e no relógio de sincronismo. Os receptores OFDM, de forma geral, necessitam de uma estimativa de canal para realizar a detecção coerente dos sinais. A qualidade dessa estimação influencia a eficiência do sistema e pode ser realizada por diversas técnicas: • Assistida por meio de sequência de treinamento; • Por exploração da extensão cı́clica dos sı́mbolos, quando a banda de frequências não é um parâmetro crı́tico; • Por estimação cega ou semi-cega do canal, valendo-se apenas de algumas informações a respeito das carac- terı́sticas estatı́sticas do canal [9]. A. Espalhamento Doppler O efeito Doppler é um fenômeno que quando o receptor se movimenta em relação ao transmissor, e contribui para a alteração da frequência da portadora. Pode ocorrer também quando o transmissor e o receptor estiverem parados,mas os objetos refletores ou difratores do sinal ao longo do percurso se movimentarem [24]. A frequência da portadora do sinal recebido, f0, sofre um desvio, fD, que depende da velocidade de deslocamento relativa entre transmissor e receptor, v, e do ângulo espacial de incidência do sinal na antena receptora, θ. Ou seja, fD = − f0 c v cos θ, em que c é a velocidade da luz no espaço livre. Quando o deslocamento do receptor se dá na direção do transmissor, contrária à propagação do sinal, com θ = 180◦, há um aumento da frequência da portadora recebida. Caso o receptor esteja se afastando do transmissor, com θ = 0◦, a frequência da portadora recebida diminui [25]. Um novo método de estimação do deslocamento Doppler para sistemas OFDM é apresentado em [26] objetivando melhorar sua performance. B. Deslocamento de frequência das subportadoras Sendo OFDM uma técnica multiportadoras, em que os dados são transmitidos por um conjunto de subportadoras ortogonais, a recepção coerente é critica, podendo levar à perda de qualidade em razão de ICI. O sistema é sensı́vel a pequenos desvios na frequência das respectivas subportadoras, pois quanto maior o número de subportadoras, menor o espaçamento entre elas. Contudo, os sistemas OFDM atuais não utilizam osciladores locais, mas técnicas de processa- mento digital de sinais, DSP (Digital Signal Processing). A modulação é realizada pela IDFT com a aplicação da IFFT e a demodulação pela operação inversa [8]. A Figura 7 ilustra o efeito da ICI em razão do deslocamento da frequência da subportdadora na recepção. Verifica-se que, tomada uma amostra em um ponto diferente do pico de de- terminada subportadora, as outras não serão nulas, quebrando, assim, a ortogonalidade entre elas. ∆f f Figura 7. Efeito do deslocamento de frequência na recepção de sı́mbolo OFDM. Na recepção, a ortogonalidade das subportadoras é garantida quando, dentro do intervalo de processamento da FFT, cada subportadora possuir número inteiro de comprimento de onda [3]. Contudo, quando se conhece a velocidade e a direção do móvel, o deslocamento de frequência (frequency offset) é um fenômeno determinı́stico que, uma vez conhecido, pode ser corrigido por técnicas de estimação e correção [8]. C. Canal de Rayleigh Na prática, as caracterı́sticas do canal de comunicação va- riam com o tempo e têm origem em alterações semiperiódicas e aleatórias das caracterı́sticas do meio de transmissão. Como consequência, a função resposta ao impulso do canal varia semiperiódica e aleatoriamente, causando atenuação aleatória do sinal, cujo fenômeno é conhecido como desvanecimento [27]. O desvanecimento pode apresentar grande dependência com a frequência do sinal, afetando suas diversas componentes de frequência de modo não uniforme. Esse tipo de desva- necimento é conhecido como desvanecimento seletivo em frequência e, normalmente, é originado pela propagação em REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 3, NÚMERO 2, DEZEMBRO DE 2013 5 multipercursos, causando sérios problemas às comunicações via rádio [27]. O desenvolvimento de simuladores de canais de rádio, geralmente, é estimulado pelos altos custos, imprecisões e falta de reprodutibilidade dos resultados obtidos, quando da realização de testes de campo. O objetivo primário do simu- lador de canal é reproduzir realisticamente suas propriedades estatı́sticas, possibilitando o projeto e a análise de desempenho de sistemas de comunicação [28]. O canal com desvanecimento Rayleigh é uma das mais populares modelagem de canal de rádio móvel, e a literatura especializada tem diferentes métodos para a sua geração [28]. Sabendo que a resposta ao impulso definida em tempo discreto de um canal complexo, com multipercursos, pode ser descrita pela função h(τ, t) = a0(t)δ (τ − τ0(t)) + a1(t)δ (τ − τ ′1(t)) + · · · + aM−1(t)δ ( τ − τ ′M−1(t) ) , em que ai(t) é o ganho complexo variante no tempo do i-ésimo percurso, τi(t) é o excesso de atraso do i-ésimo percurso, τ ′i(t) = τi(t) + τi−1(t) e δ(t) é o pulso de Dirac, um canal com desvanecimento resultante de M percursos pode ser descrito como um filtro de resposta finita ao impulso, FIR (Finite Impulse Response), variante no tempo [29]. A Figura 8 ilustra o modelo de Clarke de representação de um canal multipercursos na forma de um filtro FIR variante no tempo. . . . . . . Σ Σ Σ Σ Σ Σ Σ a0( t ) a1( t ) aM-2( t ) aM-1( t ) Entrada Saída Ƭ0(t) Ƭ1(t) ƬM-1(t) Figura 8. Modelo de espalhamento de Clarke representado por um filtro FIR variante no tempo. Dessa forma, um canal de comunicação com desvaneci- mento por multipercursos pode ser implementado como um filtro FIR pela geração de ganhos complexos, a(t, τi), e defasagens, τi(t). A implementação do modelo pode ainda ser facilitada considerando o atraso τi invariante no tempo [29]. Um método simples para implementar um simulador de desvanecimento é gerar dois ruı́dos brancos gaussianos inde- pendentes que se somam de forma complexa (veja a Figura 9). Os filtros de resposta em frequência G(f) são tipicamente de primeira ordem. Nesse caso, o processo de desvanecimento é conhecido como processo de Markov [29]. Para produzir a envoltória desvanecida de Rayleigh, as duas fontes de ruı́do branco gaussiano devem ter média zero e variâncias iguais. Devido à simplicidade, esse modelo apre- senta limitação quanto ao espectro Doppler. Para melhorar Ruído Branco Gaussiano Ruído Branco Gaussiano FPB G(f) FPB G(f) Ʃ gReal(t) gImag(t) gReal(t) + jgImag(t) Figura 9. Simulador de desvanecimento baseado em filtro de ruı́do gaussiano com único tap. o modelo é necessária a implementação de filtros passa- baixas com ordens superiores. Nesse caso, porém, há aumento significativo do tempo de simulação [29]. D. Sincronismo do sı́mbolo OFDM No processo de demodulação, a estimação do inı́cio do sı́mbolo OFDM e o instante ótimo de processamento da FFT são fundamentais para minimizar os efeitos da ICI e da ISI. Em um sistema OFDM, as subportadoras são exatamente ortogo- nais somente se o transmissor e o receptor usam exatamente as mesmas frequências. Assim, o receptor tem que estimar e corrigir o deslocamento da frequência do sinal recebido. Também, quando a recepção é coerente, o receptor tem que recuperar a informação de fase do sinal transmitido. Se a FFT for processada fora da região do sı́mbolo, ocorrem ICI e ISI. Porém, em razão da extensão cı́clica adicionada ao sı́mbolo OFDM ser maior do que o máximo tempo de retardo das componentes do sinal, devido aos multipercursos, que é a condição de projeto, existe uma faixa desse intervalo de guarda que não é atingida pelo sı́mbolo adjacente, portanto livre de ISI. Esta margem de tolerância faz com que o erro na estimação do inı́cio do sı́mbolo produza apenas rotação de fase do sinal, sem contudo afetar a ortogonalidade entre as subportadoras. A perda de ortogonalidade ocorrerá somente se o processamento da transformada de Fourier iniciar-se fora da margem de tolerância (veja a Figura 10) [13]. - Tempo �� �� HHHH HH HH ���� Tsup Ttol TFFT Tg TFFT T = Tg + TFFT HH HH ���� �� �� HHHH Sı́mb. n + 1 Sı́mb. n− 1 -� -� -� -� -� �- �- Figura 10. Janela da transformada de Fourier, em que T é o tempo de sı́mbolo, Tg é o tempo de guarda, TFFT é a janela de tempo da transformada de Fourier, Tsup é o tempo de superposição dos sı́mbolos e Ttol é o tempo livre de ISI. 6 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 3, NÚMERO 2, DEZEMBRO DE 2013 E. Sincronismo do intervalo de amostragem Se na recepção não houver sincronismo no processo de amostragem, a subportadora a ser demodulada deixa de ser amostrada em seu ponto de pico, havendo redução do valor da amplitude. Assim, as demais subportadoras ficam fora dos respectivos nulos, surgindo ICI, similarmente ao problema geradopelo deslocamento da frequência (veja a Figura 7) [13]. F. Ruı́do de fase O ruı́do de fase manifesta-se na forma de uma modulação aleatória da fase da subportadora. Tanto o ruı́do de fase, quanto o deslocamento da frequência da subportadora causam ICI no receptor OFDM. O uso de esquemas de estimação eficientes para frequência e fase das subportadoras podem ajudar a reduzir esses efeitos. Como a frequência é a derivada temporal da fase, o ruı́do de fase introduz variação aleatória de frequência comum a todas as subportadoras e também faz aparecer ICI [3]. G. Distorção não linear e PAPR Um sinal OFDM consiste em número grande de sub- portadoras independentes moduladas que, quando somadas coerentemente, produzem uma grande PAPR, pois possuem uma potência de pico muito maior do que sua potência média. A PAPR é proporcional ao número de subportadoras [3]. Alta PAPR produz aumento na complexidade dos conver- sores analógico-digital e digital-analógico, além de reduzir a eficiência do amplificador de potência do estágio final do transmissor [3]. Uma redução da PAPR pode ocorrer pelo ceifamento do pico do sinal, porém com o custo de introduzir distorções não lineares no sistema. Pode-se reduzir a PAPR ainda pela aplicação de codificação que exclua os sı́mbolos com alta PAPR, ou ainda pelo embaralhamento aplicado a cada sequência de sı́mbolo e para diferentes sequências com a seleção daquela que produz menor PAPR (veja a Figura 11) [3]. Pméd Ppic Tempo Po tê nc ia do sı́ m bo lo O FD M Figura 11. Relação entre a potência de pico e a potência média do sinal OFDM (PAPR). IV. SIMULAÇÃO A escolha de vários parâmetros OFDM torna-se uma ação conflitante. Normalmente, inicia-se com largura de faixa, taxa de bits e espalhamento por atrasos. O espalhamento por atrasos determina o tempo de guarda. Como regra, ele deve ser de dois a quatro vezes o valor RMS do espalhamento por atrasos devido aos multipercursos. Contudo, como na literatura, calcula-se o tempo de guarda como sendo maior do que o valor máximo dos espalhamentos por atrasos. Quando se trabalha com o valor RMS dos espalhamen- tos por atrasos, o fator multiplicativo depende do tipo de modulação empregada. Quanto maior a ordem da modulação, mais o sistema se torna sensı́vel à ICI e a ISI [3]. Tendo o valor do tempo de guarda, fixa-se o tempo de sı́mbolo OFDM. Para minimizar a perda na SNR causada pela inserção do tempo de guarda, é desejável fazer a duração de sı́mbolo OFDM muito maior do que o tempo de guarda. Porém, a duração desse sı́mbolo não poderá ser arbitrariamente longa, pois duração longa de sı́mbolo implica necessidade de mais subportadoras, com menor espaçamento, aumentando a complexidade da implementação e a sensibilidade ao ruı́do de fase e deslocamento de frequência. Ocorre ainda aumento da PAPR. Na prática, escolhe-se uma duração do sı́mbolo OFDM com pelo menos cinco vezes o tempo de guarda [3]. Neste trabalho, adotou-se o tempo de guarda como sendo cinco vezes o valor máximo dos espalhamentos por atrasos e tendo 25% do tamanho do sı́mbolo OFDM. Depois de fixado o tempo de guarda e a duração do sı́mbolo OFDM, o número de subportadoras segue diretamente da largura de faixa de 3dB do sinal OFDM dividida pelo espaçamento entre as subportadoras, que é o inverso da duração do sı́mbolo [1], [3]. A Figura 12 apresenta um diagrama de blocos simplificado do sistema de comunicação digital simulado. Dados, Bits em série S / P . . . PSK / QAM . . . . . . iFFT Dados + Pilotos + Zeros . . . Símbolo OFDM . . . Ext. cíclica Símbolo OFDM estendido Símbolo OFDM Inserção de pilotos e subportadoras nulas Transmissão Serial de Símbolos OFDM estendidos Dados recebidos P / S . . . Desma- peamen- to PSK / QAM Equaliza- ção baseada em pilotos . . . FFT Dados + Pilotos + zeros . . . Símbo- lo OFDM Ext. Cíclica . . . . . . Recepção dos símbolos OFDM estendidos Remove a extensão cíclica Remove as subportadoras nulas Figura 12. Diagrama de blocos do sistema OFDM. Neste trabalho, foram adotados os cenários de simulação descritos na Tabela I. V. RESULTADOS OBTIDOS As Figuras 13, 14 e 15 ilustram as curvas de desempenho (BER×Eb/N0) obtidas para os doze cenários simulados: re- ceptor parado, com velocidades de 0,7 m/s, 2 m/s e 4,1 m/s. REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 3, NÚMERO 2, DEZEMBRO DE 2013 7 Tabela I CENÁRIOS DE SIMULAÇÃO ADOTADOS. Modulação QPSK Faixas de frequências 700MHz, 900MHz, 1.8GHz Máximo espalhamento por atrasos 4us Velocidade do receptor móvel 0, 0,7m/s, 2m/s, 4.1m/s Doppler máximo para 700MHz 0, 1.6Hz, 4.6Hz, 9.6Hz Doppler máximo para 900MHz 0, 2Hz, 6Hz, 12.3Hz Doppler máximo para 1.8GHz 0, 4.4Hz, 12.6Hz, 25Hz Extensão cı́clica 1/4 No de blocos transmitidos 103 Largura de faixa 5MHz No Total de subportadoras 2048 Modelo de canal Rayleigh No de percursos 1 Nesses cenários, as curvas sem deslocamento Doppler são os referenciais de comparação da degradação causada por este efeito de canal. Na Figura 13, observa-se que, para uma BER de 10−2, o cenário com deslocamento Doppler de 1,6 Hz apresentou perda de 2,5dB. O cenário considerando o deslocamento Doppler de 4,6 Hz apresentou perda de 4,3dB. Já o cenário considerando deslocamento Doppler de 9,6 Hz apresentou perda de 5,3dB, todos em relação à curva de referência (sem deslocamento Doppler). A Tabela II resume os resultados obtidos. Figura 13. Curvas BER×Eb/N0 obtidas nos cenários de simulação: f = 700 MHz, BW = 5 MHz, R = 6 Mbps, com deslocamento Doppler de 0 Hz, 1,6 Hz, 4,6 Hz e 9,6 Hz. Tabela II PERDAS OBTIDAS NOS CENÁRIOS DE SIMULAÇÃO: f = 700 MHZ, BW = 5 MHZ, R = 6 MBPS, COM DESLOCAMENTO DOPPLER DE 1,6 HZ, 4,6 HZ E 9,6 HZ. Deslocamento Doppler (Hz) Perda (dB) 1,6 2,5 4,6 4,3 9,6 5,3 Na Figura 14, observa-se que, para uma BER de 10−2, o cenário com deslocamento Doppler de 2 Hz apresentou perda de 3,2dB. O cenário considerando deslocamento Doppler de 6 Hz apresentou perda de 4,4dB. Já o cenário considerando deslocamento Doppler de 12,3 Hz apresentou perda de 7dB, todos em relação à curva de referência (sem deslocamento Doppler). A Tabela III resume os resultados obtidos. Na Figura 15, observa-se que, para uma BER de 10−2, o cenário com deslocamento Doppler de 4,4 Hz apresentou perda Figura 14. Curvas BER×Eb/N0 obtidas nos cenários de simulação: f = 900 MHz, BW = 5 MHz, R = 6 Mbps, com deslocamento Doppler de 0 Hz, 2 Hz, 6 Hz e 12,3 Hz. Tabela III PERDAS OBTIDAS NOS CENÁRIOS DE SIMULAÇÃO: f = 900 MHZ, BW = 5 MHZ, R = 6 MBPS, COM DESLOCAMENTO DOPPLER DE 2 HZ, 6 HZ E 12,3 HZ. Deslocamento Doppler Perda (em dB) 2Hz 3,2 6Hz 4,4 12.3Hz 7 de 4,4dB. O cenário considerando deslocamento Doppler de 12,6 Hz apresentou perda de 7,4dB. Já o cenário considerando deslocamento Doppler de 25 Hz apresentou perda elevada, a qual, da curva obtida, não se pode precisar o valor. Contudo, qualitativamente pode-se atestar a degradação do sistema. Todas as perdas são em relação à curva de referência (sem deslocamento Doppler). A Tabela IV resume os resultados obtidos. Figura 15. Curvas BER×Eb/N0 obtidas nos cenários de simulação: f = 1, 8 GHz, BW = 5 MHz, R = 6 Mbps, com deslocamento Doppler de 0 Hz, 4,4 Hz, 12,6 Hz e 25 Hz. Tabela IV PERDAS OBTIDAS NOS CENÁRIOS DE SIMULAÇÃO: f = 1, 8 GHZ, BW = 5 MHZ, R = 6 MBPS, COM DESLOCAMENTO DOPPLER DE 4,4 HZ, 12,6 HZ E 25 HZ. Deslocamento Doppler Perda (em dB) 4.4Hz 4,4 12.6Hz 7,4 25Hz - 8 REVISTA DE TECNOLOGIA DA INFORMAÇÃO E COMUNICAÇÃO, VOL. 3, NÚMERO 2, DEZEMBRO DE 2013 VI. CONCLUSÕES Foram realizadas simulações e análises da degradação cau- sada pelo efeito Doppler em sistemas de comunicação que empregam OFDM/QPSK. Foram simulados cenários consi- derando o receptor parado (sem deslocamento Doppler) e deslocando-se a 0,7 m/s (indivı́duo andando), 2 m/s (indivı́duocorrendo) e 4,1 m/s (deslocamento a 15 km/h). Observou-se um aumento progressivo no nı́vel de degradação do sistema implementado com o aumento do deslocamento Doppler. Os resultados obtidos ilustram a importância do efeito Doppler como fator de degradação de sistemas móveis que empregam OFDM/QPSK. REFERÊNCIAS [1] L. E. Pinto and P. C. de Albuquerque, “A técnica de transmissão ofdm,” Revista Cientı́fica Periódica - Telecomunicações, vol. 5, no. 1, pp. 1–10, Jun. 2002. [2] H. Minh, V. Bhargava, and K. B. Letaief, “A robust timing and frequency synchronization for ofdm systems,” IEEE transaction on wireless com- munication, vol. 2, no. 4, pp. 822–839, Jul. 2003. [3] R. van Nee and R. Prassad, OFDM for wireless multimedia communi- cations. [S.l.]: Artech House, 2000. [4] P. J. Kyees, R. C. McConnell, and K. Sistanizadeh, “Adsl: a new twisted pair access to the information highway,” IEEE Communication Magazine, vol. 33, no. 4, pp. 52–59, Apr. 1995. [5] V. S. Carriel, “A evolução do LTE até o padrão 4G de 1Gbits/s,” Revista de Tecnologia da Informação e Comunicação – RTIC, vol. 3, pp. 30–33, 2013. [6] A. Filippi and S. Serbetli, “Ofdm symbol synchronization using fre- quency domain pilots in time domain,” IEEE transaction on wireless communication, vol. 8, no. 6, pp. 3240–3240, Jun. 2009. [7] A. Megrich, Televisão digital princı́pios e técnicas, 1st ed. São Paulo: Érica, 2009. [8] Y. Li and G. L. Stüber, Orthogonal frequency division multiplexing for wireless communication. [S.l.]: Springer, 2006. [9] D. F. Backx, “Estimação de canal e detecção cega de sinais em sistemas de transmissão ofdm,” Ph.D. dissertation, Instituto Militar de Engenharia, Rio de Janeiro, 2009. [10] L. F. Figueiredo and L. C. P. Pereira, “Tecnologia wimax: uma visão geral,” Cadernos CPqD tecnologia, vol. 4, no. 2, p. 7, Jul. 2008. [11] A. Czylwik, “Comparison between adaptative ofdm and single carrier modulation with frequency domain equalization,” IEEE 47 Veicular Technology Conference, vol. 33, pp. 865–869, May 1997. [12] M.-H. Hsieh and C.-H. Wei, “Channels estimation for ofdm systems based on comb-type pilot arrangement in frequency selective fading channels,” IEEE Transaction on Consumer Electronics, vol. 44, pp. 217– 225, Feb. 1998. [13] J. T. Dias, “Desempenho de algoritmos de estimação de parâmetros de sincronização em sistemas OFDM. dissertação de mestrado. instituto militar de engenharia. rio de janeiro,” Rio de Janeiro, 2006. [14] J. Rinne and M. Renfors, “Pilot spacing in orthogonal frequency division multiplexing systems on practical channels,” IEEE Transactions on Consumer Electronics, vol. 42, no. 4, pp. 959–962, Nov. 1996. [15] O. Edfors, M. Sandell, J.-J. van de Beek, K. Wilson, and P. O. Borjesson, “Ofdm channel estimation by singular value decomposition,” in Proc. IEEE 46th Vehicular Technology Conference, Apr. 1996, pp. 923–927. [16] S. Kay, “A fast and accurate single frequency estimator,” IEEE transac- tions Acoustic. Speech and signal processing, vol. 37, no. 12, pp. 1987 – 1989, Dec. 1989. [17] T. Keller, P. M. Piazzo, and L. Hanzo, “Orthogonal frequency division multiplex synchronization technique for frequency-selective fading chan- nels,” IEEE Journal on selected areas in communications, vol. 19, no. 6, pp. 999–1008, Jun. 2001. [18] J. S. Oh, Y. M. Chung, and S. U. Lee, “A carrier synchronization technique for ofdm on the frequency-selective fading environment,” IEEE 46th Vehicular Technology Conference, 1996. Mobile Technology for the Human Race, vol. 3, pp. 1574–1574, Apr. 1996. [19] van Beek J. J., P. O. Borjesson, M.-L. Boucheret, D. Landstrom, J. M. Ostberg, M. Wahlqvist, and s. K. Wilson, “A time and frequency synchronization scheme for multiuser ofdm,” IEEE journal on selected area in communications, vol. 17, no. 11, pp. 1900–1914, Nov. 1999. [20] A. Eyadeh, P. Nobles, F. Halsall, and T. Davis, “Ofdm fine time synch- ronization for indoor wireless data communications,” IEEE Colloquium on Wireless Technology (Digest No. 1996/199), pp. 7/1–7/5, Nov. 1996. [21] L. Hazy and M. El-Tanany, “Synchronization of ofdm systems over frequency selective fading channels,” IEEE 47th Vehicular Technology Conference, 1997, vol. 3, pp. 2094–2098, May 1997. [22] F. Tufvesson, O. Edfors, and M. Fulkner, “Time and frequency syn- chronization for ofdm using pn-sequence preambles,” IEEE VTS 50th Vehicular Technology Conference, 1999. VTC 1999 - Fall, vol. 4, pp. 2203–2207, Sep. 1999. [23] M. K. Simon and M. S. Alouini, Digital communication over fading channels: a unified approach to perfornance analysis. [S.l.]: John Wiley & Sons, Inc., 2000. [24] Z. A. Qureshi, “Decision feedback equalization in OFDM with long delay spreads. dissertação de mestrado. espoo. helsinki university of technology, department of electrical and communications engineering, communication laboratory,” Espoo, 2008. [25] S. Haykin and M. Moher, Sistemas modernos de comunicação wireless. São Paulo: Bookman, 2008. [26] Z. Wen and W. Lam, “A novel method of doppler shift estimation for OFDM systems,” Military Communications Conference, 2008. MILCOM 2008. IEEE, pp. 1–7, Nov. 2008. [27] B. P. Lathi and Z. Ding, Sistemas de comunicações Analógicos e Digitais Modernos, 4th ed. Rio de Janeiro: LTC, 2012. [28] Z. Luo and W. Zhang, “The simulation models for rayleigh fading chan- nels,” Communications and Networking in China, 2007. CHINACOM ’07. Second International Conference on, pp. 1158–1163, Aug. 2007. [29] M. S. Akram, “Pilot-based channel estimation in OFDM systems. dissertação de mestrado. nokia mobile phones. copenhagen,” Copenha- gen, 2007.
Compartilhar