2433_15Exp7_revA

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ESCOLA POLITÉCNICA DA UNIVERSIDADE DE SÃO PAULO 
Departamento de Engenharia Mecatrônica e de Sistemas Mecânicos 
 
PMR 2433 Eletrônica Analógica e Digital 
2
o
 Semestre 2015 
 
 
 
 
Experiência 7 
TRANSISTORES BIPOLARES (REV. A) 
PARTE I TEORIA 
Nesta experiência, vamos estudar alguns aspectos do funcionamento de transistores bipolares. Para isso, você 
deve fazer uma revisão do capítulo 5 do livro texto (Sedras & Smith, “Microeletrônica”). 
7.1 Transistor como chave – circuito emissor comum 
A aplicação mais simples para um transistor é a utilização como chave eletrônica: ora desligada, ora ligada. Para 
esta aplicação, a configuração mais utilizada é a emissor comum, mostrada na Figura 7.1. O resistor RC faz o 
papel de carga e a corrente IC que o atravessa é controlada pelo transistor Q. 
 
RB 
VBB 
VCC 
RC 
Q 
IC  
 
IB 
VCE 
VBE 
C 
E 
B 
 
Figura 7.1 Circuito emissor comum 
7.1.1 Circuito de base 
O chamado circuito de base é composto pela fonte VBB, o resistor RB e a junção base-emissor (BE) do transistor. 
Essa junção opera como um diodo diretamente polarizado. Dessa forma, VBE é equivalente a tensão de limiar 
de condução VD0 dos diodos, e costuma ser indicada nos datasheets como VBEsat (VBE de saturação). Nos 
transistores de silício em geral, tem-se tipicamente VBEsat igual a 0,6 ou 0,7 V. 
 No circuito da Figura 7.1, desde que VBB > VBEsat, a corrente de base IB é dada por 
satBB BE
B
B
V V
I
R

 , (7.1) 
caso contrário (se VBB < VBEsat), o diodo base-emissor não conduz e tem-se IB = 0. 
7.1.2 Circuito de coletor 
O circuito de coletor compreende a fonte VCC, o resistor RC e os terminais coletor-emissor (CE) do transistor. 
Repare que o emissor faz parte dos dois circuitos – daí o nome dessa configuração. 
 O transistor controla a corrente de coletor IC por meio da tensão coletor-emissor VCE. Como veremos 
logo mais, a corrente IB aumenta proporcionalmente a condutividade entre o coletor e o emissor, fazendo a 
tensão VCE cair e a corrente IC aumentar. Pelas leis de Kirchhoff, a relação entre VCE e IC é regida pela equação 
CE CC C CV V R I  , (7.2) 
conhecida como reta de carga. É importante entender os limites dessa reta no caso do circuito da Figura 7.1. 
 O transistor é um elemento passivo e não pode fornecer energia ao sistema. De imediato, sabemos que 
VCE não pode ser maior que a tensão de alimentação VCC, e portanto a corrente IC no mínimo será nula mas não 
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negativa. Isso determina o chamado ponto de corte da reta de carga, em que o transistor funciona como uma 
chave aberta e se tem IC = 0 e VCE = VCC. 
 Por outro lado, VCE não pode se tornar negativo pois passaria a operar como gerador. Idealmente, o 
limite inferior de VCE seria 0 V, no entanto VCE não consegue cair abaixo de uma tensão mínima conhecida 
como VCEsat (VCE de saturação). Tem-se assim o outro extremo da reta de carga, chamado de ponto de saturação, 
no qual o transistor melhor se aproxima de uma chave fechada, tal que VCE = VCEsat e a corrente de coletor 
atinge a máxima ICsat (IC de saturação) dada por 
sat
sat
CC CE
C
C
V V
I
R

 . (7.3) 
 O VCE de saturação é fornecido nos datasheets e varia de 0,2 V (nos transistores de sinal) a alguns Volts 
(nos transistores de potência). 
7.1.3 Ganho de corrente 
Entre os limites de corte e saturação, o transistor pode ser aproximado por um dispositivo linear tal que 
C BI I , (7.4) 
onde  é um adimensional conhecido como ganho de corrente. Nos datasheets, esse parâmetro é representado 
pelo símbolo hFE, (usaremos o símbolo  nas próximas páginas em prol de uma notação mais concisa) e 
tipicamente varia de 100 a 400 (A/A) nos transistores de sinal e ficando em torno de 50 nos transistores de 
potência. 
 Teoricamente então seria possível colocar o transistor em operação no meio da reta de carga (definida 
pela expressão 7.2) com tensão VCE = VCEQ e corrente IC = ICQ arbitrários. Assim, para uma dada tensão de 
entrada VBB no circuito de base, no circuito de coletor tem-se 
satBB BE
CQ
B
V V
I
R


 , e (7.5) 
satBB BE
CEQ CC C
B
V V
V V R
R


  , (7.6) 
lembrando que VBEsat é tensão no diodo base-emissor, que é praticamente constante. O ponto (VCEQ, ICQ) é 
chamado de ponto quiescente e deve se situar entre os pontos de corte e saturação, ou seja (VCC > VCEQ > VCEsat) e 
(0 < ICQ < ICsat). 
 Dissemos “teoricamente” porque na prática o ganho  não pode ser usado como parâmetro de projeto 
confiável. Como veremos no laboratório, o valor de  varia muito de um transistor a outro de mesmo modelo e 
também com a temperatura, com a corrente IC e com a tensão VCE. Por isso, a configuração emissor comum 
não deve ser usada quando se precisa fazer o transistor operar na região linear – mais adiante veremos uma 
configuração mais apropriada para isso, denominada polarização de emissor. 
7.1.4 Modos de operação: corte, linear e saturação. 
Para deixar o transistor cortado e ter IC igual a 0, basta zerar a corrente de base IB fazendo VBB < VBEsat. Já a 
saturação do transistor requer uma análise mais detalhada. 
 Com o ganho de corrente, podemos determinar a tensão VBB (do circuito de base) que leva a tensão 
VCE (do circuito de coletor) ao limiar de saturação. Sendo VBBlim e IBlim a tensão e corrente de limiar, temos 
sat sat
lim
C CC CE
B
C
I V V
I
R 

  , e (7.7) 
lim lim satBB B B BEV R I V  , (7.8) 
 Como IC satura em ICsat, uma corrente de base maior que IBlim (ou equivalentemente VBB > VBBlim) a 
princípio não contribui para aumentar a corrente IC (na verdade, IC chega a aumentar um pouco devido a 
diminuição de VCEsat por conta do aumento da corrente de base). 
 Entre o corte e a saturação, temos o transistor operando na região linear com tensão VCE e corrente IC 
impostas pela reta de carga da equação 7.2. 
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 A Tabela 7.1 resume os limites de operação do transistor no circuito da Figura 7.1. 
Tabela 7.1 Modos de operação do transistor no circuito emissor comum 
Operação IB (A) IC (A) VCE (V) 
Corte (Q aberto) 0 0 VCC 
Região linear 0 < IB < ICsat/  IB VCC – RC IC 
Saturação (Q fechado) IB > ICsat/ ICsat VCEsat 
7.1.5 Saturação fraca e forte 
Suponha que se queira garantir que o transistor Q do circuito da Figura 7.1 esteja saturado com uma certa tensão 
de entrada VBB = VBBH. Com a equação 7.6, pode-se especificar o resistor de base RB tal que 
sat sat
lim
lim sat
BBH BE BBH BE
B
B C
V V V V
R
I I

 
  , (7.9) 
 Repare que RBlim é o valor de resistência que levaria o transistor ao limiar de saturação se o ganho de 
corrente  fosse estável e conhecido com precisão. Como isso não acontece, é necessário usar um resistor RB 
menor para impor uma corrente de base IB maior que o limiar IBlim e garantir a saturação do transistor. 
 Por exemplo, pode-se adotar uma corrente de base 5 vezes maior e assim tem-se RB = RBlim/5, o que é 
equivalente a projetar o circuito de base adotando um ganho  5 menor que o esperado. Esse critério de 
projeto é conhecido como saturação fraca. 
 Outro critério também usado é a chamada saturação forte, em que se usa uma corrente de base 10 vezes 
maior e por conseguinte RB = RBlim/10 (ou equivalentemente, adota-se um ganho  /10). 
7.2 Amplificador de pequenos sinais 
Uma das principais aplicações de transistores é a implementação de amplificadores de sinais. A Figura 7.2 
mostra um amplificador de pequenos sinais, isto é, para sinais oscilatórios de pequena amplitude e média nula. 
 
R2 
RE 
VCC 
RC 
R1 
VIN 
VOUT 
C1 
C2 
+ 
 
R3 
Q 
 
Figura 7.2 Amplificador classe A de pequenos sinais 
 O circuito da Figura7.2 é conhecido como amplificador classe A. Esse amplificador apresenta a 
vantagem de ter boa linearidade e baixa distorção na saída. No entanto, possui baixo rendimento pois o 
transistor dissipa continuamente, mesmo quando nenhum sinal é injetado na base, uma potência dada por 
aproximadamente VCEQ x ICQ. A tensão coletor-emissor VCEQ e a corrente de coletor ICQ definem o chamado de 
ponto quiescente, isto é, a tensão e a corrente impostas pelo circuito de polarização a que o transistor está 
sujeito quando a entrada VIN se encontra desconectada. 
7.2.1 Polarização do Transistor 
Para determinar o ponto quiescente (ICQ, VCEQ) do transistor, vamos simplificar a Figura 7.2. Sem a fonte VIN 
para fornecer um sinal alternado, todas as correntes e tensões do circuito tendem a valores constantes e os 
capacitores se comportam como circuitos abertos. 
 A impedância elétrica de um capacitor C, em regime senoidal, é dada por 
 
1
C
j C


X , (7.10) 
onde  é a frequência (em rad/s). Portanto, o capacitor se comporta como um circuito aberto para correntes 
CC (i.e, o módulo de XC tende a infinito quando  tende a 0), e como um curto-circuito para sinais de alta 
frequência (XC tende a zero quando  tende a infinito). 
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 Sem os capacitores, resulta o circuito mostrado na Figura 7.3. Repare que o resistor R3 foi eliminado 
juntamente com o capacitor C2, uma vez que estavam em série. Além disso, separamos a alimentação VCC para 
deixar claro que as tensões aplicadas a R1 e RC são fixas (e poderiam até ser diferentes). 
 
R2 RE 
VCC 
RC R1 
VB VCE 
VCC 
I1  
IB 
 
I2   IE 
IC  
Q 
VBE 
 
Figura 7.3 Polarização de emissor por divisor resistivo 
 Podemos determinar IC e VCE de forma aproximada, assumindo que o ganho de corrente  (ou hFE) do 
transistor é elevado. A polarização procura manter o transistor na região linear (ou seja, fora da saturação), e 
portanto temos que IC = IB. Se  é elevado e IC não, podemos supor que a corrente de base IB é muito 
pequena e desprezível em relação às correntes I1 e I2 que fluem pelos resistores do divisor resistivo. Assim, 
1 1 2
1 2
CC
B
V
I I I I
R R
  

. (7.11) 
 Com isso, a tensão VB praticamente não varia com a corrente IB e pode ser aproximada por 
2 2 2
1 2
CC
B
V
V I R R
R R
 

. (7.12) 
 A tensão de base impõe a corrente de emissor IE. Isso porque, como já vimos, a tensão VBE permanece 
praticamente constante se a junção base-emissor estiver conduzindo. Tem-se então 
B BE
E C
E
V V
I I
R

  , (7.13) 
já aproximando IC por IE dado que IE = IC + IB e IB é muito menor que IC, uma vez que assumimos um ganho 
de corrente elevado (IB << IC). Dessa forma, a tensão entre o coletor e o emissor pode ser calculada por 
 CE CC C C E E CE CC C C EV V R I R I V V I R R       . (7.14) 
 Com as expressões 7.13 e 7.14 podemos estimar o ponto de operação quiescente (ICQ, VCEQ) do 
circuito. Para projetar um amplificador como o da Figura 7.2, estipulamos uma corrente ICQ baixa, da ordem de 
alguns mili-Ampères, para minimizar a potência quiescente desperdiçada. 
 Escolhemos RC e RE de modo a deixar a tensão do coletor (VCQ) próximo à VCC/2 (metade da tensão 
de alimentação), e o emissor (VEQ) próximo à zero (na prática, de 5 a 10% de VCC). Quando o amplificador 
estiver em operação, a tensão VCE poderá excursionar por uma faixa mais ampla, tanto para cima como para 
baixo. Por exemplo, podemos adotar 
0,5 e 0,1C CC C C CC E C E CCV V R I V V I R V     . (7.15) 
 Os resistores R1 e R2 devem ser escolhidos seguindo a expressão 7.12 para estabelecer na base do 
transistor a tensão VB = VE + VBE, com VBE = 0,7 V (para transistores de silício). Ao final convém verificar se 
nossa suposição inicial, dada pela expressão 7.11, é satisfeita. Ou seja, verifique se 
1 2


CQ CC
B
I V
I
R R
. (7.16) 
Se não for o caso, basta utilizar resistores R1 e R2 menores para aumentar a corrente no divisor resistivo. 
7.2.2 Análise do Amplificador 
 Veja novamente a Figura 7.2. Note que um aumento na tensão de entrada VIN causa um aumento na 
corrente de base IB, que leva a um aumento na corrente de coletor IC. Com isto, a tensão VCE do transistor 
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diminuir, uma vez que a queda de tensão nos resistores RC e RE aumenta. Portanto, injetando-se um sinal em 
VIN, a saída VOUT vai apresentar um sinal invertido com relação à entrada, e oscilando em torno da tensão 
quiescente no coletor do transistor (VCQ), como mostra a Figura 7.4. 
 Nela, destacamos também o fenômeno de saturação da saída VOUT: se a excursão do sinal de entrada for 
muito ampla, a tensão de saída satura em valores próximos a VCC ou a 0 V, que são os limites físicos de tensão 
que a fonte de alimentação do circuito pode fornecer. 
 
VCQ 
t 
VIN 
t 
VCC 
VOUT 
VEQ 
 
Figura 7.4 Sinais de entrada e saída de um amplificador classe A 
 A análise completa do amplificador classe A é um pouco complexa, mas podemos tentar entender 
qualitativamente como o sinal é amplificado pelo transistor. A base do circuito é um transistor NPN em 
configuração polarização de emissor. O sinal VIN é injetado na base do transistor através de um capacitor de 
desacoplamento. O capacitor elimina o nível CC imposto na base pela polarização, pois sua impedância tende a 
zero em altas frequências, conforme a expressão 7.10, e apenas as componentes alternadas do sinal são injetadas 
na base. 
 As componentes CA do sinal causam variações na tensão de base, que são amplificadas e modulam a 
tensão VCE do transistor. Neste caso, o fator de amplificação não é o ganho de corrente , mas a relação 
exponencial entre a corrente IE de emissor e a tensão VBE sobre a junção base-emissor, dada por 
( )  
BE
T
V
V
E BE S SI V I e I , (7.17) 
onde IS (corrente de saturação reversa) é a pequena corrente de fuga que circula entre o emissor e a base quando 
essa junção está reversamente polarizada, da ordem de nano-Ampères (nA). A tensão VT varia com a 
temperatura e deriva do princípio quântico de funcionamento do transistor. Seu valor é dado por 
q
kT
VT  , (7.18) 
onde k é a constante de Boltzmann (1,38 x 10-23J/K), q é a carga elementar do elétron (1,60 x 10-19C), e T é a 
temperatura da junção base-emissor, em Kelvin. Em temperatura ambiente (25 oC, ou 298 K), VT vale 
aproximadamente 26 mV. 
 Assim, pequenos sinais injetados em VBE causam grandes variações na corrente de coletor do transistor. 
No entanto, como esta relação é não linear, as flutuações em VBE devem ser de pequena amplitude para que o 
sinal de saída não seja distorcido significativamente. 
 Considerando-se apenas sinais CA de pequena amplitude, o circuito de saída da Figura 7.2 pode ser 
aproximado pelo circuito da Figura 7.5, onde o transistor foi substituído por uma fonte de corrente controlada 
por VBE (variações em VBE). Note que, na análise CA, a fonte de alimentação se comporta como um ponto de 
terra, uma vez que a tensão sobre ela não varia (VCC = 0). Além disso, o resistor R3 foi aterrado, uma vez que 
o capacitor C2 funciona como um curto-circuito para altas frequências. 
 
rE 
RC 
IE(VBE) 
VOUT 
VIN 
C 
E B 
VBE 
RE R3 
 
Figura 7.5 Modelo CA do amplificador classe A 
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 Conforme mostra a figura, a resistência vista pelo emissor cai para um valor denominado rE, que é 
resultado da associação em paralelo entre RE e R3, 
3
3
E
E
E
R R
r
R R
. (7.19) 
 Supondo que o ganho de corrente  do transistor seja alto,podemos admitir que os circuitos de base e 
de coletor sejam independentes, ou seja, variações de corrente de coletor IC não afetam significativamente a 
tensão de base VB. Desta forma, o sinal de entrada VIN pode ser escrito como 
.IN BE E EV V r I    (7.20) 
 Admitimos também que IC é aproximadamente igual a IE, o que também é válido se  é alto. Tem-se 
dessa forma que o sinal CA resultante na saída será dado por 
ECOUT IRV  . . (7.21) 
 Linearizando a expressão 7.17 em torno do ponto de operação quiescente de IE, temos 
BE
IIBE
E
COUT V
V
I
RV
EQE




 . (7.22) 
 A derivada parcial acima representa o inverso da chamada transresistência rTR. Desprezando o termo –IS 
na expressão 7.17 e lembrando que as correntes IE e IC são próximas se  é alto, temos que 
1


  

E EQ
E T T
TR
TR BE EQ CQI I
I V V
r
r V I I
. (7.23) 
 A expressão do ganho G do amplificador é dado pela razão entre os sinais de saída e de entrada. 
Usando as igualdades 7.22 e 7.23, temos 
1OUT C BE
IN TR IN
V R V
G
V r V
 
 
   . (7.24) 
 A relação VBE/VIN pode ser calculada derivando-se a expressão 7.20, ou seja, 
1
E EQ
IN E BE TR
E
BE BE IN TR EI I
V I V r
r
V V V r r

  
   
   
, (7.25) 
de tal forma que o ganho final pode ser aproximado simplesmente por 
ETR
C
IN
OUT
rr
R
V
V
G




, (7.26) 
com rE dado pela expressão 7.19 e rTR definido pela expressão 7.23. 
 Note que o ganho é negativo. Isso significa que, aplicando-se um sinal senoidal de pequena amplitude 
na entrada, o sinal senoidal de saída estará defasado de 180o em relação ao sinal de entrada. 
7.3 Resposta em Frequência 
O amplificador classe A que acabamos de estudar não apresenta ganho de tensão constante em todas as 
frequências. Os capacitores do circuito da Figura 7.2, em associação com os resistores e outras resistências, 
funcionam como filtros, que acabam por atenuar os sinais para certas frequências. 
 O capacitor C1 funciona como principal filtro do circuito. Como está em série com a fonte de sinal 
VIN, apenas sinais de alta frequência passam por ele para atingir a base do transistor. Uma análise completa do 
comportamento em frequência do amplificador está um pouco além do escopo deste curso, mas podemos 
descrever o efeito do capacitor C1 da seguinte forma. 
 Como mostra a Figura 7.6, para a fonte VIN de pequenos sinais senoidais, todo o circuito do 
amplificador equivale a uma única resistência, representada na figura por rIN. Comparando este circuito com o 
da Figura 7.2, vemos que o ponto B desse circuito corresponde à base do transistor. 
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rIN VIN 
C1 
B 
VB 
 
Figura 7.6 Circuito equivalente visto pela fonte de pequenos sinais 
 Repare que quando a frequência do sinal de entrada tende a infinito, o módulo da impedância do 
capacitor (dada pela equação 7.10) tende a zero e o capacitor se comporta como um curto-circuito. Assim, o 
sinal VB no ponto B tende a se igualar ao sinal de entrada. Esse circuito se comporta como um filtro passa-altas 
de um pólo, e no ponto B os sinais são fortemente atenuados para frequências abaixo da frequência de corte f0 
(em Hz), dada por 
0
1
1
2 IN
f
r C
 , (7.27) 
e na frequência f0 o sinal no ponto B cai a 
0
1
0,707
2
B
IN f f
V
V



  , (7.28) 
ou, equivalentemente em decibéis, 
0
20log 3dBB
IN f f
V
V



 
  
 
. (7.29) 
 Pode-se mostrar que, para pequenos sinais, a resistência equivalente rIN é dada por 
1 2
1 1 1 1
( )IN TR Er R R r r
  

, (7.30) 
ou seja, é a associação em paralelo de todas as resistências ligadas à base do transistor. Repare que o último 
termo da equação 7.30 representa a resistência presente no emissor do transistor no modelo de pequenos sinais, 
multiplicada pelo ganho de corrente . Ou seja, podemos “transportar” a resistência de emissor para o circuito 
de base, multiplicando-a por  . Isso faz sentido, já que a corrente de emissor é aproximadamente  vezes 
maior que a corrente de base. 
 Por fim, para dimensionar o capacitor C2 , devemos lembrar que aproximamos a resistência rE pela 
expressão 7.19 assumindo que a impedância de C2 tende a zero em altas frequências. Portanto, para que toda 
essa análise funcione, é necessário escolher um capacitor C2 suficientemente grande para que, na frequência de 
corte, a sua impedância seja desprezível com relação ao resistor R3 que está em série com o ele. Isto é, 
3 2
0 2 0 3
1 1
2 2
R C
f C f R 
 . (7.31) 
 A princípio, o amplificador deveria funcionar como um filtro passa-altas, com um ganho de tensão G 
praticamente constante em frequências acima da frequência de corte f0. No entanto, quando a frequência das 
tensões e correntes do circuito aumenta muito, a impedância de outras capacitâncias parasitas do circuito 
começam a se tornar significativas, aumentando as perdas do circuito, e o ganho de tensão volta a cair. Dessa 
forma, o amplificador na verdade se comporta como um filtro passa-faixa, apresentado uma frequência de corte 
inferior (f0L) e outra superior (f0H). 
7.4 Materiais 
7.4.1 LED 
Usaremos um LED (Light Emission Diode) de 5 mm, cujo desenho se encontra na Figura 7.7. São leds de baixo 
custo, com baixa eficiência luminosa, mais usados em sinalização de painéis. 
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Catodo 
Anodo 
 
Figura 7.7 Dimensões do led – mm [pol.], e seu símbolo 
 São feitos materiais semicondutores como fosfeto de gálio (GaP) ou fosfeto-arsenieto de gálio (GaAsP), 
e apresentam tensão de limiar de condução direta (VD0) consideravelmente superior aos 0,6 ou 0,7 V de um 
diodo retificador de silício. A Tabela 7.2 mostra as características dos leds mais comuns. 
 Para que acendam com razoável brilho, devem conduzir entre 10 a 20 mA de corrente direta. 
Tabela 7.2 Características de alguns leds de 5 mm 
Cor 
Comprimento 
de onda (nm) 
Tensão direta 
(VD0) 
Intensidade luminosa 
(mcd) @ 20 mA 
Azul 460 a 465 3,2 a 3,4 5000 a 6000 
Verde 515 a 520 3,2 a 3,4 12000 a 14000 
Amarelo 587 a 595 1,8 a 2,0 4000 a 5000 
Vermelho 615 a 625 1,8 a 2,0 4000 a 5000 
Infravermelho 900 1,4 (típico) - 
7.4.2 Transistor 2N2222 
Nesta experiência utilizaremos o transistor NPN 2N2222, mostrado na Figura 7.8. Para montá-lo nos circuitos, 
guie-se pela aba metálica existente na parte de baixo do encapsulamento para identificar corretamente os pinos. 
 
B 
E 
C 
2N2222 2 
3 
1 
Vista lateral Vista superior Esquemático 
aba 
C 
B 
E 
2 
3 
1 
 
Figura 7.8 Transistor 2N2222: vistas e pinagem. 
7.5 Pré-Relatório 
ATENÇÃO: leia as atividades por completo para fazer os exercícios corretamente! 
Total de exercícios: 9 
 
 O pré-relatório é composto pelos EXERCÍCIOS contidos nesta apostila. Você deverá entregar o pré-
relatório até o começo da aula de sua turma, caso contrário não poderá fazer a experiência. Os exercícios 
podem ser resolvidos a lápis, mas as respostas finais devem ser escritas à caneta. Faça-os com antecedência, 
para ter tempo para tirar dúvidas e fazer todos os exercícios. 
A nota do pré-relatório depende também de uma ARGUIÇÃO ORAL que poderá ser feita em a aula. 
Portanto, revise o pré-relatório e a apostila antes da aula. A argüição oral também poderá ser feita para 
esclarecer partes confusas ou mal feitas no pré-relatório, por isso é importante que você o faça com esmero. 
 Leia com atenção todas as atividades da Parte II antes da aula, e não apenas os exercícios. Isso 
é necessário para fazer os exercícios corretamente pois muitos detalhes estão descritos nas atividades em que se 
inserem. Além disso, você já terá uma noção das atividades e perderámenos tempo durante a aula. 
 Traga para a aula a apostila IMPRESSA. Os pontos importantes das atividades devem estar 
destacados ou grifados. As anotações serão avaliadas e contarão na nota final da experiência. 
 
IMPORTANTE: faça com cuidado os diagramas elétricos dos circuitos e as formas de onda pedidos no pré-
relatório. Caso contrário, você terá que REFAZÊ-LOS no laboratório. 
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PARTE II PRÁTICA 
Atividade 1 Ganho de corrente 
Anotação 1a Anote no cabeçalho do relatório: nome dos integrantes da equipe, número da bancada e a hora de 
início das atividades. 
 Vamos usar o circuito emissor comum mostrado na para medir o ganho de corrente do transistor em 
condições de tensões e correntes da mesma ordem de grandeza dos experimentos que faremos. E para poder 
comparar com o previsto no datasheet do transistor, usaremos aproximadamente uma das condições de teste 
prevista nele: IC = 10 mA e VCE = 10 V. 
 VCC =12 V 
B 
E 
C 
RB 
56K 
VBB 
RC 470R 
Q1 
2N2222 
 
Figura 7.9 Circuito para medida do ganho de corrente 
Exercício 1 Neste exercício, assuma que o transistor Q1 tenha hFE = 150, VCEsat = 0,5 V e VBEsat = 0,7 V. 
Determine: a) o código de cores dos resistores; b) a corrente IC e tensão VBB que faz o transistor operar na 
região linear no ponto quiescente em que VCE = 8 V. 
Exercício 2 Encontre no datasheet do transistor 2N2222 os parâmetros a seguir na condição de teste mais 
próxima aos valores nominais de IC e VCE adotados nesta atividade: VCE de saturação (VCEsat), VBE de saturação 
(VBEsat), ganho de corrente (hFE). Transcreva o valor mínimo (Min.), típico (Typ.) e máximo (Max.) deles, bem 
como as condições em que são válidos – e não esqueça as unidades. Nos casos em que forem fornecidos apenas 
o mínimo e o máximo, calcule o valor médio. NOTA: o valor máximo de hFE que é dado no datasheet é válido 
em todas as condições de teste. 
Anotação 1b Separe os componentes. Meça os resistores com o multímetro e anote os valores medidos. 
 Monte o circuito no protoboard. Sugestão: deixe os bornes da placa à direita e use as trilhas de 
alimentação como mostra a Figura 7.10. Monte o transistor na metade inferior: insira o emissor na trilha de 
terra e o coletor e a base em trilhas abaixo da fenda. Atente para a aba do transistor: deve estar entre 6 e 9 h 
para que o pino B esteja a 3 h. 
0 V 
VCC 
B 
C 
E 
VBB 
RC 
RB 
Q1 Bornes 
VBB 
 
Figura 7.10 Circuito emissor comum no protoboard. 
 Nesta experiência, precisaremos de duas fontes positivas: uma para VBB e outra para VCC. Para isso, 
interligue os bornes negativos das duas saídas ajustáveis da fonte de alimentação conforme mostra a Figura 7.11 
(a saída fixa de +5 V não será usada). O negativo comum também será a referência de tensão (terra) do circuito. 
 
ligação externa ligação externa 
+5 V VN VP 
– + – + 
VN VCC 
0 V 
VP 
0 V 
VBB 
 
Figura 7.11 Configuração da fonte para dupla alimentação positiva 
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 Inicialmente, faça o circuito operar em condição próxima da nominal desejada: 
 Ajuste as saídas da fonte ANTES de conectá-las ao circuito: VBB = 0 V e VCC = 12 V. Desligue a fonte. 
 Conecte a fonte aos bornes da placa com cabos banana-banana: preto para 0 V, vermelho para VCC uma 
outra cor para VBB. Ligue a fonte. 
 Observe a tensão VCE do transistor com o multímetro. Deve começar próximo a 12 V. 
 Aumente VBB aos poucos até que VCE caia para o primeiro valor da Tabela 7.3. 
 Nesse ponto, meça a tensão VBE do transistor e as tensões VRC e VRB sobre os resistores RC e RB. 
 Calcule as correntes e o ganho para preencher a linha da tabela ANTES de passar para a próxima. 
 Repita para os demais valores da tabela. CUIDADO: não deixe VBB ultrapassar 12 V! 
Anotação 1c Copie a Tabela 7.3 no relatório e anote as tensões medidas. Com VRC e o valor medido RC , 
calcule a corrente IC . Repita com VRB e RB para calcular a corrente IB. Calcule o ganho de corrente  =IC/IB. 
Compare os valores medidos de VBE e  com os previstos (se seu ganho deu muito abaixo do previsto, verifique 
se o transistor não está invertido). ATENÇÃO: faça os cálculos e preencha cada linha antes fazer as medidas da 
linha seguinte – se estiver cometendo algum erro de procedimento, vai ficar sabendo mais cedo! 
Tabela 7.3 
VCE (V) VBB (V) VBE (V) VRC (V) VRB (V) IC (mA) IB (mA) (A/A) 
2,0 
8,0 
11,0 
Anotação 1d Determine o menor e o maior ganho encontrados. Comunique esses valores ao professor para 
serem tabulados na lousa. 
Anotação 1e Compare o ponto quiescente (ICQ, VCEQ) e o ganho hFE medidos para VCE = 8 V com os 
previstos no Exercício 1 do pré-relatório. Por que não é possível polarizar o transistor na região linear com 
precisão neste circuito (emissor comum)? 
Anotação 1f Anote a hora. Discuta suas conclusões com o professor. 
Atividade 2 Corte e saturação 
Vamos modificar o circuito emissor comum da Figura 7.9 para acionar um led. Para isso, insira um led em série 
com o resistor do coletor, como mostra a figura abaixo. Usaremos um led vermelho e RL = 470 . Troque 
também o resistor de base: use RB = 4,7 k. 
 
RC 
RL 
 
 O circuito deve ser alimentado com VCC = 12 V e acender o led com IC = 20 mA. O transistor Q será 
o 2N2222, que deverá operar em saturação quando VBB = 5 V. 
Exercício 3 Faça o diagrama do circuito de acionamento do led. Siga o exemplo da Figura 7.9: indique os 
componente e seus valores nominais ou códigos comerciais (p.ex. “RL 470R”, “Q1 2N2222”, etc.) e os valores 
das tensões de alimentação. Faça a lista de materiais (inclua o código de cores dos resistores). 
Exercício 4 Considere que o led tenha VD0 = 2,0 V, e que o transistor Q1 tenha hFE = 150, VCEsat = 0,5 V e 
VBEsat = 0,7 V. Determine: a) a tensão VCE e as correntes IB e IC para VBB = 0 V; b) a tensão VCE e as 
correntes IB e IC e se o transistor opera em saturação fraca ou forte com VBB = 5 V; c) a tensão VBBlim que leva 
o transistor ao limiar de saturação. Nota: este circuito poderia ser usado para acionar o led com a saída de uma 
porta lógica TTL, uma vez que 5 V é nível H nesse padrão. 
Anotação 2a Caso seu diagrama elétrico NÃO tenha sido aceito pelo professor refaça-o corretamente. 
Anotação 2b Meça o novo resistor RB e anote. 
 Modifique o circuito para acionar o led. DESLIQUE a fonte antes de mexer no circuito! Teste: 
 Ligue a fonte e ajuste VBB = 5 V (o led deve acender). 
 Meça com o multímetro a tensão VD0 sobre o led e a tensão VBE do transistor 
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Anotação 2c Anote os valores de VD0 e VBE . Compare com o previsto no pré-relatório. 
 Ainda com VBB = 5 V, meça VCE, VRC e VRB com o multímetro. 
 Calcule as correntes e o ganho para preencher a linha da Tabela 7.4 ANTES de passar para a próxima. 
 Repita para VBB = 0 V. 
Tabela 7.4 
 VBB (V) VCE (V) VRL (V) VRB (V) IC (mA) IB (mA) (A/A)
Saturação: 5,0 VCEsat:___ ICsat: ___ 
Corte: 0,0 XXX 
Anotação 2d Copie a Tabela 7.4 no relatório. Com VRL e o valor medido RL, calcule a corrente IC . Repita 
com VRB e RB para calcular a corrente IB. Calcule o ganho de corrente  =IC/IB na saturação (no corte, o ganho 
não tem sentido). 
 Repare que no corte a corrente IC é praticamente nula mas a tensão VCE no coletor NÃO é igual a VCC 
como você deve ter previsto no pré-relatório. Mesmo sendo muito pequena, a corrente de corte do transistor é 
suficiente para fazer o led polarizar-se com VD0, apesar destenão ficar visivelmente aceso. 
Anotação 2e Na saturação, verifique se o transistor se encontra em saturação fraca e compare os valores de 
VCEsat, ICsat com os previstos no pré-relatório. 
Anotação 2f Anote a hora. Mostre o circuito funcionando e suas e conclusões para o professor. 
Atividade 3 Ajuste do osciloscópio e do gerador de funções 
Verifique a calibração das pontas de prova do osciloscópio. Mas mesmo que as formas de onda estejam muito 
distorcidas, NÃO mexa no parafuso de ajuste: chame o professor. Faça os demais ajustes a seguir. 
 Ativação e seleção de canais: botão “1” e botão “2”. 
 Atenuação 10x para as duas pontas: selecione o canal; o menu “Probe” deve mostrar “10X Voltage” – 
caso contrário, selecione o menu “Probe” e em seguida o menu “Attenuation” até ajustar em “10X”. 
 Acoplamento DC nos dois canais: selecione o canal e ajuste o menu “Coupling” para “DC”. 
 Limite de banda nos dois canais: selecione o canal e ajuste o menu “BW Limit” para “On 20MHz”. 
 Configurações de Trigger : aperte o botão “Trig Menu” e faça os seguintes ajustes 
 Source: CH1 – compara o sinal no canal 1 com o nível ajustado de trigger para gerar os disparos 
 Type: Edge – faz com que o instante de trigger seja uma das bordas do sinal Source 
 Slope: Rising – gera os disparos nas bordas de subida do sinal Source 
 Mode: Auto – gera disparos automaticamente caso o sinal Source não atinja o nível de trigger. 
 Coupling: DC – mantém o nível DC do sinal Source ao compará-lo com o nível ajustado de trigger. 
 
 Ajuste no gerador de funções uma onda triangular de 0 a 5 V de amplitude e 5 Hz de frequência. 
 Com o gerador ainda desligado, conecte o cabo BNC/garrinhas à saída “50 ” do gerador de sinais. 
 Conecte a garra positiva (vermelha) do cabo à ponta do canal 1 e as garras de terra. 
 Selecione a onda triangular no painel do gerador (pressione o botão “Function” correspondente). 
 Ajuste a frequência para 5 Hz (selecione a escala correspondente e ajuste girando o botão “Frequency”). 
 O botão “–20 dB” de estar desapertado para não atenuar a saída (a amplitude será maior que 1 V) 
 Botões “WIDTH” e “SYM.”: apertados (para ficarem desativados). 
 
 Ligue o gerador. Verifique o sinal no canal 1 do osciloscópio. Como não usaremos a ponta do canal 2 
por hora, prenda-o no terminal de terra do painel do osciloscópio e desative-o. 
 Como a frequência f é de 5 Hz, o período T é de... 0,2 s (certo?). Comece com horizontal = 200 ms/div 
 Como a tensão varia entre 0 a 5 V, comece com vertical = 5 V/div. 
 Centralize o sinal e ajuste aproximadamente a amplitude pico a pico para 5 V (botão “AMP.” do gerador). 
 Se este sinal não aparecer estático na tela, ajuste o nível de trigger (o botão “Set to 50%” ajuda). 
 Aumente os ganhos horizontal e vertical para que o sinal ocupe umas 4 divisões nos dois eixos, e ajuste com 
mais precisão a amplitude para 5 V pico a pico. 
 Puxe o botão “DC OFFSET” para poder ajustar o valor médio (offset) da onda. 
 Ajuste o offset (botão “DC OFFSET” do gerador) para que o nível inferior seja nulo: alinhado com o nível 
de referência do canal 1 (indicação “1→” na lateral esquerda da tela). 
 
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Average Caso um sinal esteja muito ruidoso durante a experiência, use o modo “Average” com média de 4 ou 
mais varreduras: botão “Acquire”, menu “Average” (sem s), e selecione o número de varreduras no menu 
“Averages” (com s...). Isso melhora a relação sinal/ruído, mas torna a resposta do osciloscópio mais lenta. 
Anotação 3a Anote o horário. Em caso de dúvida, peça para o professor conferir a forma de onda. 
Atividade 4 Acionamento pisca-pisca 
Anotação 4a Calcule a tensão VBB que leva o transistor ao limiar de saturação (VBBlim). Use as tensões VD0 (do 
led aceso), VBE e VCEsat medidas na atividade anterior, e o menor ganho de corrente medido na Atividade 1 
Vamos usar o gerador de sinais para aplicar em VBB uma onda de baixa frequência e ver o led piscar. 
 Desconecte a fonte ajustável VN do borne do protoboard ligado a VBB. 
 Remova o cabo que interliga os negativos das duas saídas ajustáveis. 
 Ligue a garra positiva (vermelha) do cabo do gerador à entrada VBB do circuito e a garra negativa (preta) à 
malha de 0 V. 
 Conecte o canal 1 no sinal de entrada (VBB) e garra de terra da ponta à malha de 0 V. 
 Conecte o canal 2 no coletor do transistor (VCE) 
 
 Ligue a fonte e o gerador de sinais. O led deve estar piscando. Observe os sinais no osciloscópio. Para 
medi-los com precisão, os níveis de referência (“1” e “2”) dos canais devem estar na base da tela e os 
ganhos verticais ajustados para que os sinais ocupem o máximo da altura da tela. 
Anotação 4b Esboce (à mão livre!) um período dos sinais alinhados verticalmente (não os desenhe 
sobrepostos). Indique nos sinais os valores máximos e mínimos. Identifique no sinal VCE os pontos de corte 
(VCE = VCC – VD0) e saturação (VCE = VCEsat) do transistor e meça no sinal VBB as tensões limítrofes que 
colocam o transistor em corte (VBB < VBEsat) e saturação (VBB > VBBlim). Compare com o valor de VBBlim 
calculado na anotação anterior. 
 EXPERIMENTE: reduza a amplitude de VBB até que o led não acenda mais (VCE continuamente alto) 
– se necessário, ajuste “DC OFFSET” para manter o mínimo em 0. Aumente “DC OFFSET” do gerador de 
sinais até o led fique sempre aceso (VCE continuamente baixo). 
Anotação 4c Anote a hora. Mostre o circuito funcionando e suas e conclusões para o professor. 
Atividade 5 Polarização de emissor 
Vamos testar inicialmente o circuito de polarização de emissor da Figura 7.3 (depois poderemos aproveitá-lo 
para montar o amplificador classe A). O circuito será alimentado com VCC = 12 V e deverá operar em torno do 
seguinte ponto quiescente: ICQ = 1 mA, VCEQ = VCC/2 e VEQ baixo, entre 5 a 10% de VCC. Além do transistor 
2N2222, vamos usar R1 = 8,2 k R2 = 1,5 k, RC = 4,7 k e RE = 1,0 k. 
 Desmonte o circuito anterior (mantenha apenas as conexões de alimentação). Separe os componentes 
que faltam para montar o circuito de polarização de emissor. 
Anotação 5a Caso seu diagrama elétrico NÃO tenha sido aceito pelo professor refaça-o corretamente. 
Anotação 5b Meça os novos resistores (R1, R2 e RE) com o multímetro e anote os valores medidos. 
 Sugestão: desta vez, monte o transistor Q em cima da fenda como mostra a Figura 7.12. 
0 V 
VCC 
VIN 
B 
C 
E 
Bornes 
R1 
R2 
RC 
RE 
Q1 
 
Figura 7.12 Circuito de polarização de emissor no protoboard. 
 Por hora, não usaremos um sinal de entrada VIN – deixe esse borne do protoboard em aberto. Alimente 
VCC com uma fonte ajustável - a outra não será usada e deve ficar desconectada. 
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 Ligue a fonte e meça com o multímetro as tensões VB, VC e VE no transistor (com relação a 0 V!). 
Anotação 5c Anote os valores das tensões medidas. Compare com as tensões previstas no pré-relatório. 
 Meça a tensão coletor-emissor VCE do transistor e a tensão VRC sobre o resistor RC. Após terminar, 
NÃO DESMONTE o circuito. Vamos usá-lo na próxima atividade. 
Anotação 5d Anote as tensões medidas. Usando os valores medidos de RC e RE, calcule as correntes IC e IE. 
Determine o ponto quiescente (ICQ,,VCEQ,). 
Anotação 5e Compare o ponto quiescente medido com o previsto no pré-relatório. Por que a incerteza sobre 
valor exato do ganho de corrente não prejudica a polarização do transistor neste circuito? 
Anotação 5f Anote a hora. Mostre o circuito funcionando e suas e conclusões para o professor. 
Exercício 5 Faça o diagrama do circuito de polarização de emissor (Figura 7.3) a ser montado nesta atividade. 
Indique os componentee seus valores nominais ou códigos comerciais (p.ex. “RC 4k7”, “Q 2N2222”, etc) e as 
tensões de alimentação. Faça a lista de materiais (inclua o código de cores dos resistores). 
Exercício 6 Considere que o ganho de corrente do transistor seja infinito e que VBEsat = 0,7 V. Determine de 
forma aproximada o ponto quiescente de operação do transistor, isto é: 
a) As tensões VB e VE 
b) As correntes IE e IC; 
c) A tensão coletor-emissor VCE 
d) A corrente IB (e verifique se esta pode mesmo ser desprezada para se estimar VB). 
Atividade 6 Amplificador classe A 
Para completar amplificador classe A da Figura 7.2, vamos especificar numa primeira tentativa um ganho 
G = 23 dB (ou 10 2 V/V, não é?) e uma frequência de corte em torno de f0 = 1 kHz. Para tanto, usaremos os 
seguintes componentes adicionais: C1 = 100 nF C2 = 22 F e R3 = 470 . 
 Complete a montagem do amplificador, acrescentado esses componentes no circuito da atividade 
anterior. CUIDADO PARA NÃO INVERTER A POLARIDADE DO CAPACITOR ELETROLÍTICO C2! 
 Conecte o gerador de sinais à entrada VIN do amplificador. Inicialmente, mantenha o sinal de entrada 
em frequência de 10 kHz (período de ... 100 s, claro), amplitude AIN = 0,4 Vpp (Volts pico a pico), offset zero 
(deixe o botão “DC OFFSET” do gerador apertado) . 
 Observe a entrada VIN no canal 1 do osciloscópio, e a saída VOUT no canal 2. Deixe o canal 1 em 
acoplamento AC. Já o canal 2 deve ser deixado em acoplamento DC para que você possa ver o sinal 
excursionando em torno da tensão VCQ do ponto quiescente. Note que os sinais estão defasados de 
aproximadamente 180o (ou seja, o sinal de saída está invertido com relação ao sinal de entrada). 
Anotação 6a Meça com o osciloscópio a amplitude AOUT (pico a pico) do sinal de saída em diferentes 
frequências, preenchendo as duas primeiras linhas da Tabela 7.5. Em cada frequência, reajuste a amplitude de 
entrada AIN em 0,4 Vpp . Complete a tabela com os valores calculados de ganho de tensão G e compare com o 
que foi previsto no pré-relatório. 
Tabela 7.5 
f (kHz) AIN (Vpp) AOUT (Vpp) G (V/V) 
10,0 
100,0 
f0L: ____ 
 
 EXPERIMENTE: aumente a amplitude de VIN até causar a saturação de VOUT . Verifique que a saída 
satura em VCC (em cima) e em VEQ (em baixo). 
 Para encontrar a frequência de corte inferior (f0L), calcule a amplitude AOUT média das duas medições 
feitas – isto está relacionado ao ganho máximo do amplificador. Divida a amplitude média por 2 para ter a 
amplitude atenuada em –3 dB e procure a frequência (em torno de f0 previsto no pré-relatório) em que AOUT cai 
a esse valor – comece por exemplo em 2f0 e vá diminuindo a frequência. Mantenha AIN em 0,4 Vpp, 
reajustando a amplitude de VIN se necessário. 
Anotação 6b Calcule AOUT médio e a amplitude de –3 dB. Encontre a frequência f0L e preencha a terceira linha 
da tabela. Compare a frequência encontrada com a prevista no pré-relatório. 
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Anotação 6c Anote a hora. Mostre o circuito funcionando e suas e conclusões para o professor. 
Exercício 7 Faça o diagrama do circuito do amplificador classe A completo (Figura 7.3). Indique os 
componente e seus valores nominais ou códigos comerciais (p.ex. “RC 4k7”, “Q 2N2222”, etc), os valores das 
tensões de alimentação e os pontos do circuito ligados aos canais 1 e 2 do osciloscópio. Liste os componentes 
não incluídos no circuito de polarização de emissor (inclua o código de cores dos resistores). 
Exercício 8 Calcule o ganho de tensão G. Adote VT = 0,026 V (temperatura ambiente). 
Exercício 9 Calcule a frequência de corte f0 (inferior) do amplificador. Verifique se o capacitor C2 pode mesmo 
ser desprezado já nessa frequência. 
Atividade 7 Finalização 
Deixe a bancada em ordem e limpa. Falhas nesse procedimento serão penalizadas. 
Anotação 7a Check list – Verifique e anote no relatório cada um dos itens abaixo. ESCREVA os nome dos 
itens e não apenas uma seqüência de meros “sim” e “não”. 
 Equipamentos Liste todos os equipamentos usados. Todos estão desligados? 
 Multímetro Os cabos das pontas de prova do multímetro estão arrumados? Deixe o multímetro sobre o 
tampo baixo da bancada, para que possamos conferir facilmente se está desligado. 
 Osciloscópio Os cabos das pontas de prova do osciloscópio estão arrumados? 
 Cabos Liste todos os cabos de conexão (exceto os cabinhos) usados. Os cabos foram recolocados nos 
lugares de origem? 
 Componentes Foram guardados nas devidas gavetas? Há componentes ou cabinhos sobre a mesa ou 
caidos no chão? 
 Empréstimos Usou alguma coisa de outra bancada? O quê? Foi devolvido? 
 Defeitos Encontrou algum defeito? Preencheu a Comunicação de Defeito? 
 Limpeza A bancada está limpa? 
 Entregue o relatório feito em sala e o seu pré-relatório. 
2N2219A
2N2222A
HIGH SPEED SWITCHES
DESCRIPTION
The 2N2219A and 2N2222A are silicon planar
epitaxial NPN transistors in Jedec TO-39 (for
2N2219A) and in Jedec TO-18 (for 2N2222A)
metal case. They are designed for high speed
switching application at collector current up to
500mA, and feature useful current gain over a
wide range of collector current, low leakage
currents and low saturation voltage.
 
INTERNAL SCHEMATIC DIAGRAM
June 1999
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Symbol Parameter Value Unit
VCBO Collector-Base Voltage (IE = 0) 75 V
VCEO Collector-Emitter Voltage (IB = 0) 40 V
VEBO Emitter-Base Voltage (IC = 0) 6 V
IC Collector Current 0.8 A
Ptot Total Dissipation at Tamb ≤ 25 oC
for 2N2219A
for 2N2222A
at Tca se ≤ 25 oC
for 2N2219A
for 2N2222A
0.8
0.5
3
1.8
W
W
W
W
Ts tg Storage Temperature -65 to 200
oC
Tj Max. Operating Junction Temperature 175
oC
TO-18 TO-39
2N2219A approved to CECC 50002-100,
2N2222A approved to CECC 50002-101
available on request.
1/8
THERMAL DATA
TO-39 TO-18
Rthj -case
Rthj -amb
Thermal Resistance Junction-Case Max
Thermal Resistance Junction-Ambient Max
50
187.5
83.3
300
oC/W
oC/W
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Tcase = 25 oC unless otherwise specified)
Symbol Parameter Test Condit ions Min. Typ. Max. Unit
ICBO Collector Cut-of f
Current (IE = 0)
VCB = 60 V
VCB = 60 V Tcase = 150
oC
10
10
nA
µA
ICEX Collector Cut-of f
Current (VBE = -3V)
VCE = 60 V 10 nA
IBEX Base Cut-off Current
(VBE = -3V)
VCE = 60 V 20 nA
IEBO Emitter Cut-of f Current
(IC = 0)
VEB = 3 V 10 nA
V(BR)CBO∗ Collector-Base
Breakdown Voltage
(IE = 0)
IC = 10 µA 75 V
V(BR)CEO∗ Collector-Emitter
Breakdown Voltage
(IB = 0)
IC = 10 mA 40 V
V(BR)EBO ∗ Emitter-Base
Breakdown Voltage
(IC = 0)
IE = 10 µA 6 V
VCE(sat)∗ Collector-Emitter
Saturation Voltage
IC = 150 mA IB = 15 mA
IC = 500 mA IB = 50 mA
0.3
1
V
V
VBE(sat)∗ Base-Emitter
Saturation Voltage
IC = 150 mA IB = 15 mA
IC = 500 mA IB = 50 mA
0.6 1.2
2
V
V
hFE∗ DC Current Gain IC = 0.1 mA VCE = 10 V
IC = 1 mA VCE = 10 V
IC = 10 mA VCE = 10 V
IC = 150 mA VCE = 10 V
IC = 500 mA VCE = 10 V
IC = 150 mA VCE = 1 V
IC = 10 mA VCE = 10 V
Tamb = -55
oC
35
50
75
100
40
50
35
300
hfe∗ Small Signal Current
Gain
IC = 1 mA VCE = 10 V f = 1KHz
IC = 10 mA VCE = 10 V f = 1KHz
50
75
300
375
fT Transition Frequency IC = 20 mA VCE = 20 V
f = 100 MHz
300 MHz
CEBO Emitter Base
Capacitance
IC = 0 VEB = 0.5 V f = 100KHz 25 pF
CCBO Collector Base
Capacitance
IE = 0 VCB = 10 V f = 100 KHz 8 pF
Re (hie) Real Part of Input
Impedance
IC = 20 mA VCE = 20 V
f = 300MHz
60 Ω
∗ Pulsed: Pulse duration = 300 µs, duty cycle ≤ 1 %
2N2219A/2N2222A
2/8
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
Symbol Parameter Test Condit ions Min. Typ. Max. Unit
NF Noise Figure IC = 0.1 mA VCE = 10 V
f = 1KHz Rg = 1KΩ
4 dB
hie Input Impedance IC = 1 mA VCE = 10 V
IC = 10 mA VCE = 10 V
2
0.25
8
1.25
kΩ
kΩ
hre Reverse Voltage Ratio IC = 1 mA VCE = 10 V
IC = 10 mA VCE = 10 V
8
4
10-4
10-4
hoe Output Admittance IC = 1 mA VCE = 10 V
IC = 10mA VCE = 10 V
5
25
35
200
µS
µS
td∗∗ Delay Time VCC = 30 V IC = 150 mA
IB1 = 15 mA VBB = -0.5 V
10 ns
tr∗∗ Rise Time VCC = 30 V IC = 150 mA
IB1 = 15 mA VBB = -0.5 V
25 ns
ts∗∗ Storage Time VCC = 30 V IC = 150 mA
IB1 = -IB2 = 15 mA
225 ns
tf∗∗ Fall Time VCC = 30 V IC = 150 mA
IB1 = -IB2 = 15 mA
60 ns
rbb ’ Cb’c Feedback Time
Constant
IC = 20 mA VCE = 20 V
f = 31.8MHz
150 ps
∗ Pulsed: Pulse duration = 300 µs, duty cycle ≤ 1 %
∗∗ See test circuit
2N2219A/2N2222A
3/8
Contours of Constant Narrow Band Noise Figure. Switching Time vs. Collector Current.
Normalized DC Current Gain. Collector-emitter Saturation Voltage.
2N2219A/2N2222A
4/8