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Camila Cameira – 84438 Nadine Antunes – 78331 Prof. Maria e Francisco Lemos DSCP: RELATÓRIO FINAL Junho 4, 2018 A. DESCRIÇÃO DO SISTEMA Estudo de um reator CSTR não-isotérmico onde ocorre uma reação exotérmica, que recebe calor de uma serpentina para ativar a reacção. Para simplificação do sistema assume-se: agitação perfeita no reator e na serpentina; isolamento térmico; propriedades físicas dos componentes constantes. Assume-se também que a reação pode ser descrita pela equação de Arrhenius. Nesse estudo definiu-se como variável controlada: a temperatura da corrente de saída do reator; a variável manipulada, o caudal da corrente de aquecimento; a carga: o caudal de reagente A, sendo essa a carga que será utilizada para a análise do comportamento dinâmico do sistema. Parâmetros Operatórios: V volume de reator 5m3 CAin concentração de entrada de A 800 kg/m3 Fin caudal volumétrico total 2 m3/s k fator pré-exponencial 18.75 m-1 Ea energia de ativação da reação 30 kJ/mol Tin temperatura da corrente de entrada 413 K Fentrada (carga) Tsaída (controlada) Fserp (manipulada) Reator CSTR 2 T temperatura de operação do reator 353 K ρ densidade da mistura (admitindo constante) 800 kg/m3 cp capacidade calorífica da mistura 1.0 kJ/kg.K cpH2O capacidade calorífica da água 4.18 kJ/kg.K ΔH entalpia da reação a T -5.3 kJ/kg Q calor fornecido pela serpentina 224.1 kJ/s R constante dos gases ideais 0.00831 kJ/mol.K (UA)serp 1000 kWm2K-1 Tins temperatura à entrada da serpentina 700 K Touts temperatura de saída na serpentina -------- Vs volume da serpentina 3 m3 Fs caudal volumétrico da serpentina 1 m3/s Tref temperatura de referência 298 K ρ densidade da água (admitindo constante) 1000 kg/m3 Balanços ao reator: 𝑑𝐶𝐴𝑑𝑡 = 1𝑉 [𝐹(𝐶!"# − 𝐶!)− 𝑉𝑘𝑒!!"!"×𝐶!] 𝑑𝑇𝑑𝑡 = 1𝜌𝑉𝐶𝑝 [𝐹𝜌𝐶𝑝(𝑇!" − 𝑇)+ 𝑉(𝑘𝑒!!"!")×𝐶!×𝛥𝐻 + 𝑄] Balanço à serpentina: 𝑑𝑇𝑑𝑡 = 1𝜌𝑉𝐶𝑝 [𝐹!𝜌𝐶𝑝(𝑇!"! − 𝑇!"#! )− 𝑄] Sendo 𝑄 = 𝑈𝐴(𝑇!"#$%! − 𝑇!"#! ) 3 B. OBTENÇÃO DAS FUNÇÕES DE TRANSFERÊNCIA Variável controlada: Temperatura saída do reator Variável manipulada: Caudal da serpentina Variável carga: Caudal de entrada Manipulada Foi realizada uma perturbação em degrau de 3 unidades na variável manipulada. Os parâmetros K, τ e atraso foram estimados pelo solver de maneira a que a função de transferência se aproximasse da nossa função obtida, tendo-se obtido os seguintes resultados. Figura 1. Ajuste da função de transferência para a manipulada. Tabela 1. Parâmetros obtidos para a função de transferência da manipulada. K -4,9 τ a -0,1048461 τ 1 0,81984937 τ 2 1,45088214 Atraso 0,40621182 Tendo obtido os parâmetros característicos do sistema, calculou-se 𝜉 de maneira a averiguar o amortecimento. 4 𝜉 = 𝜏! + 𝜏!2𝜏 Sendo, 𝜏 = 𝜏!𝜏!=1,09, obtém-se para a manipulada 𝜉 = 1,0 – sistema criticamente amortecido. Carga Procedeu-se do mesmo modo para a carga, tendo-se realizado uma perturbação de 0,2, obtendo-se então os seguintes resultados. Figura 2. Ajuste da função de transferência para a carga. Tabela 2. Parâmetros obtidos para a função de transferência da carga. K -19,4 τ a 3,93142759 τ 1 0,80823254 τ 2 3,63724304 Atraso 0,50064084 Recorrendo às mesmas equações para o cálculo de 𝜉, obtiveram-se os valores 𝜏 = 1,71 𝜉 = 1,3 De onde se pode concluir que sendo 𝜉 > 1, sistema é sobre amortecido. 5 Observando os parâmetros obtidos para ambas as variáveis em estudo, manipulada e carga, observa-se um ganho estacionário, K, negativo. Sendo K a constante de proporcionalidade entre a intensidade da perturbação à saída sobre a perturbação à entrada, uma alteração à entrada vai corresponder ao inverso à saída. É de salientar também o facto de a manipulada apresentar 𝜏𝑎 ≠ 0, significando que existe dinâmica de numerador. C. PERTURBAÇÕES De seguida foi feito um estudo da variação dos resultados, variando a perturbação aplicada, tanto para a manipulada, como para a carga. C.1 Perturbações em degrau Manipulada Figura 3. Variações na perturbação em degrau para a variável manipulada. Observações: • τa é negativo, mas muito pequeno (~-0,1) e não há resposta inversa. 6 Carga Figura 4. Variações na perturbação em degrau para a carga. Observações: • τa > τ , logo normal que haja sobre-elevação, ainda que sistema seja ligeiramente sobre amortecido. C.2 Perturbações sinusoidais Manipulada Figura 5. Variações na perturbação sinusoidal para a variável manipulada, mantendo fixa a amplitude. 7 Figura 6. Variações na perturbação sinusoidal para a variável manipulada, mantendo fixa a frequência. Observações: • Para uma mesma amplitude, quanto menor a frequência maior a sobre-elevação, mas o tempo de estabilização parece o mesmo; Carga Figura 7. Variações na perturbação sinusoidal para a carga, mantendo fixa a amplitude. 8 Figura 8. Variações na perturbação sinusoidal para a carga, mantendo fixa a frequência. 9 D. INFLUÊNCIA PARÂMETROS CONTROLADOR NUMA PERTURBAÇÃO NA CARGA Para uma perturbação em degrau na carga (caudal de entrada) de 0,2. 1. Ganho Figura 9. Ganho do controlador. P: O aumento do ganho provoca uma diminuição no erro estacionário e diminuição do tempo característico. As oscilações são causadas porque o tempo de resposta acaba por entrar em choque com o atraso. 1. Tempo integral Figura 10. Tempo integral, τ! . 10 PI: Elimina o erro estacionário, mas demora mais tempo a estabilizar. Quanto mais baixo foi o valor de tau I (tempo que atuador teria que atuar para ter efeito na resposta), maior é a ação integral, o que aumenta as oscilações por haver uma maior acumulação de erro. O aumento da ação do controlador, diminui a sobre elevação do sistema – ligeiramente perceptível no sistema. Para este controlador, o ganho estacionário para a carga é zero, mas para o set-point é 1 – porque é o valor que eu quero para o meu sistema e a razão entre a saída e a entrada será 1 porque esses valores serão iguais. Quando há saturação, a solução é suspender o PI (anti-reset wind-up), para não acumular mais erro até que o atuador deixe de estar saturado. 2. Tempo Derivativo Figura 11. Tempo derivativo, τ! . PID: É importante porque dá uma ideia de como o erro evolui durante o tempo e com base nisso pede mais ou menos ação do controlador. Contraria sobreelevação provocada pelo modo integral e por isso traz estabilidade ao sistema. Há medida que aumenta o tau D, o sistema demora mais tempo até atingir a estabilidade. Tem um problema associado – o derivative kick; i.e. actuador leva alteração brusca por súbita alteração no SP. Nesse momento a derivada do erro fica inf. E o actuador atuano seu máximo. 11 F. CONTROLADORES OBTIDOS PARA PERTURBAÇÃO NA CARGA E SET-POINT (SP) Estudou-se a ação dos controladores de Ziegler-Nichols e Skogestad para o nosso sistema. a. Ziegler-Nichols Para uma perturbação no SP de 0,8 , afinaram-se os parâmetros do controlador: Pu Ku Kc Tau I Tau D 4,8 -0,45 -0,27 2,4 0,6 Perturbações no SP com os parâmetros afinados Figura 12. Perturbações no Set-Point, Ziegler-Nichols. Perturbações na carga com os parâmetros afinados Figura 13. Perturbações na carga, Ziegler-Nichols. 12 b. Skogestad Parâmetros: Kc Tau I Tau D -0,228278859 4,445475583 0,661287668 Perturbações no SP com os parâmetros afinados Figura 14. Perturbações no Set-Point, Skogestad. Perturbações na carga com os parâmetros afinados Figura 15. Perturbações na carga, Skogestad. 13 Conclusão: Qualquer um dos controladores funciona bem, pois uma pequena perturbação na carga é logo contrariada pelo controlador (perturbações na carga na ordem dos 10^-2). E. DESEMPENHO DOS CONTROLADORES Para escolher o melhor controlador para o nosso sistema, utilizou-se o critério do IAE. Compararam-se apenas os valores obtidos para as primeiras perturbações quer na carga quer no SP – linha azul nos gráficos. Resultados: Controlador IAE Carga – Ziegler-Nichols 1,695310947 Carga - Skogestad 1,276657 SP – Ziegler-Nichols 2,650354689 SP - Skogestad 2,01048712 Conclusão Tanto para uma perturbação na carga, como no SP, pelo método IAE, o Skogestad tem o menor valor de IAE, e o portanto é o que tem melhor performance. F. ESTUDO DE ESTABILIDAE UTILIZANDO OS CRITÉRIOS DE BODE E NYQUIST a. Análise do Sistema em Cadeia Aberta utilizando os diagramas de Bode e Nyquist Para avaliar o comportamento do sistema em cadeia aberta, i.e. utilizaram-se os diagramas de Bode e de Nyquist nas nossas variáveis manipulada e carga. É ainda importante levar em consideração as seguintes equações obtidas na aula para os sistemas de 1ª ordem, dinâmica de numerador e atraso puro, relativas à AR. 1ª ordem: 𝑨𝑹𝑵 = 𝟏𝝎𝟐𝝉𝟐!𝟏 (1) Din. de numerador: 𝑨𝑹 = 𝝎𝟐𝝉𝒂𝟐 + 𝟏 (2) Atraso: 𝑨𝑹𝑵 = 𝟏 (5) 14 Figura 16. Diagrama de Bode de razão de amplitudes normalizada para sistemas de primeira ordem, dinâmica de numerador e atraso puro. Conclusão: Para frequências baixas, todos os sistemas separados tendem para 1. Para frequências altas, sistemas de primeira ordem tendem para 0; A AR da dinâmica de numerador tende para valores muito altos, e o atraso é sempre 1. Ora, o nosso sistema é um sistema de segunda ordem com dinâmica de numerador e atraso, e um sistema mais complexo pode ser definido como sistemas de 1ª ordem acoplados – i.e. todos os anteriores. Nessa situação, a razão de amplitudes do sistema total pode ser definido por: ARN=ARτ1x ARτ2 x ARτa x ARθ (7) Abaixo é apresentado o comportamento da AR do nosso sistema para baixas e altas frequências. Figura 17. Diagrama de Bode de razão de amplitudes normalizada para sistema de segunda ordem com dinâmica de numerador e atraso, para a cadeia aberta. 15 Conclusão: Para baixas frequências, a AR do sistema tende para 1. E para altas frequências a AR da perturbação à saída tende para zero – principalmente devido à influência do comportamento dos sistemas de primeira ordem. Analisando agora o ângulo de fase quer para os sistemas de 1ª ordem quer para o nosso sistema de trabalho. 1ª ordem: 𝝓 = −𝒕𝒂𝒏!𝟏(𝝎𝝉) (4) Din. de numerador: 𝝓 = 𝒕𝒂𝒏!𝟏(𝝎𝝉𝒂) (5) Atraso: 𝝓 = −𝝎𝜽 (6) Figura 18. Diagrama de Bode de ângulos de fase para sistemas de primeira ordem. Sistemas de primeira ordem: ângulo de fase tende para zero a baixas frequências, e para -90° para altas frequências. Em -45° temos o valor de 1/τ – na metade do valor máximo de 𝜙 . 16 Figura 19. Diagrama de Bode de ângulos de fase para a dinâmica de numerador. Para a dinâmica de numerador, ângulo de fase tende para 0° a baixas frequências e a altas frequências tende para +90° se τa >0, e para -90° se τa <0. Figura 20. Diagrama de Bode de ângulos de fase para atraso puro. No caso do ângulo de fase do atraso puro, não há limite de ângulo de fase. Para o nosso sistema de segunda ordem com dinâmica de numerador e atraso, o ângulo de fase pode ser dado por: 𝜙 = 𝜙 τ1+ 𝜙 τ2 + 𝜙 τa + 𝜙 θ (8) 17 Figura 21. Diagrama de Bode de ângulos de fase para a cadeia aberta. Conclusão: Para baixas frequências, o 𝜙 do sistema é 0°. E para altas frequências não tem ângulo limite – influência do comportamento do atraso. Ou seja, não há limite para o desfasamento da perturbação à saída relativamente ao da entrada. Figura 22. Diagrama de Nyquist para a Cadeia Aberta. Observações: • Comparando o diagrama de bode para a AR (figura 17) para a v. manipulada e para a carga, vê-se que a AR da manipulada começa a tender para zero com valores de AR menores que o da carga – no diagrama de nyquist se traduz com valores de AR – distância ao (0,0) – menores que o da carga. 18 • Sistema de segunda ordem tende para -180°; mas como temos influência do atraso, tende para −∞ . • O nosso sistema é ligeiramente sobre amortecido (𝜉 >1); então devia-se esperar uma abertura mais pequena no 3º quadrante – mas tem que se considerar a influência de outros parâmetros como o atraso – que tem AR=1 sempre. • O nosso τa da manipulada é negativo e o nosso τa da carga maior que τ, mas aqui não se consegue observar bem o comportamento esperado: para τa<0, devia tender para -180°; τa>0, devia tender para zero e AR devia aumentar e não diminuir – mas outra vez, há mais parâmetros em causa como o atraso. 19 b. Sistema em Cadeia Fechada – Controladores de ZN e Skogestad O mesmo foi feito para um sistema em cadeia fechada, isto é, um sistema com os controladores incorporados. GoL= GP (processo) x Gc (controlador PID) x GS (dinâmica do sensor) x GV (dinâmica da válvula – o atuador) Antes de mais é apresentado o comportamento de um controlador PID nos diagramas de Bode. Figura 23. Diagrama de Bode de razão de amplitudes normalizada para o PID. Figura 24. Diagrama de Bode de ângulos de fase para o PID. REATOR CSTR SENSOR CONTROLADOR ATUADOR Fserp (manipulada) 20 Critério de estabilidade de BODE Para o controlador ZN: Figura 25. Diagrama de Bode de razão de amplitudes para o GoL. Figura 26. Diagrama de Bode de ângulos de fase para o GoL. 21 Para o controlador de Skogestad: Figura 27. Diagrama de Bode de razão de amplitudes para o GoL. Figura 28. Diagrama de Bode de ângulos de fase para o GoL. 22 Tabela 3. Resumo controlador Ziegler-Nichols. wc (freq. crítica) 3,2 ARc (AR crítico) 0,16 < 1 é estável GM (margem do ganho) 6,25 é estável wg (freq. de ϕg) 0,432 ϕg (ângulo de fase) -100 PM (margem de fase) 80 Tabela 4. Resumo controlador Skogestad. wc (freq. crítica) 2,91 ARc (AR crítico) 0,196 < 1 é estável GM (margem do ganho) 5,1 é estável wg (freq. de ϕg) 0,3 ϕg (ângulo de fase) -75 PM (margem de fase) 105 O critério de Bode diz que um sistema em cadeia fechada é instável se a resposta às frequências da F.T da cadeia de controlo quando aberta tiver uma razão de amplitudes normalizada maior que 1 à frequência crítica (i.e., quando 𝜙=-180°). Vantagens: calcular estabilidade do sistema em cadeia fechada com o controlador desligado (open loop); podeser feito para sistemas com atraso – não precisamos de o aproximar, a medida é direta. Desvantagens: sistema tem de ser estável em cadeia aberta e só pode ter uma frequência crítica. 23 Critério de estabilidade Nyquist Figura 29. Diagrama de Nyquist para os controladores ZN e Skogestad. 𝑍 = 𝑁 + 𝑃 Sendo que N é o número de vezes que o diagrama contorna o ponto (-1,0) no sentido horário e P o número de pólos da função de transferência que estão no semi-plano dos reais positivos; como P=0, caso contrário o nosso sistema não era estável, resta que 𝑍 = 𝑁. O estudo da estabilidade através do critério de Nyquist diz que um sistema é estável se 𝑍 = 0, ou seja, que N=0. Como se verifica na figura, o diagrama nunca contorna o ponto (-1,0), logo N=0. Assim, ambos os controladores são estáveis pelo critério de Nyquist. CONCLUSÃO: Se a margem de ganho do controlador for muito próxima de 1, i.e., muito próximo do limiar da estabilidade, mais suscetível está o sistema de, à mínima alteração da sua dinâmica, provocar que o sistema passe a ser instável. Evitam-se então sistemas com margens de ganho próximas de 1. Por outro lado, quanto maior a margem de ganho, mais estável é o controlador e mais este demora a responder, logo é menos eficiente. 24 Os valores de compromisso dados por Seborg e Edgar1 para a margem de ganho são entre 1.7 e 4. Ora, com base nos critérios acima mencionados, considera-se que para a margem de ganho, o controlador de Skogestad é o mais eficiente. Relativamente à margem de fase, Seborg e Edgar1 recomendam que estejam entre 30° e 45°, e os dois controladores que obtivemos cumprem o valor mínimo. G. ESCOLHA DO CONTROLADOR – CONCLUSÃO Com base nos critérios utilizados para avaliar a performance e a estabilidade dos nossos controladores, escolhe-se o Skogestad para este sistema. Para este sistema, também se escolheu um termopar como sensor por ser muito versátil e cobrir uma grande gama de temperaturas – entre -200°C e 1700°. Como atuador escolheu-se uma válvula de igual percentagem, a melhor para controlar temperaturas: pequenas variações não implicam tanta alteração no caudal da serpentina, mas se a variação for maior, há uma maior atuação, o caudal será maior conforme o necessário. Em caso de falha do sistema, a válvula estará normalmente aberta. Esquema final 1 D.E. Seborg, T.F. Edgar, D.A. Mellichamp, Process Dynamics and Control, 2ª Ed., Wiley, 2004 TC Fentrada (carga) Tsaída (controlada) REATOR CSTR CONTROLADOR Fserp (manipulada)
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