DESENVOLVIMENTO_DE_UM_INVERSOR_DE_FREQUE (1)

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INSTITUTO FEDERAL DO ESPÍRITO SANTO 
CURSO DE ENGENHARIA ELÉTRICA 
 
 
 
 
 
PATRICK TRIVILIN RODRIGUES 
 
 
 
 
 
DESENVOLVIMENTO DE UM INVERSOR DE FREQUÊNCIA COM CONTROLE 
ESCALAR EM MALHA FECHADA DE VELOCIDADE PARA MOTORES DE 
INDUÇÃO TRIFÁSICOS DE PEQUENO PORTE 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Vitória 
2015
 
PATRICK TRIVILIN RODRIGUES 
 
 
 
 
 
DESENVOLVIMENTO DE UM INVERSOR DE FREQUÊNCIA COM CONTROLE 
ESCALAR EM MALHA FECHADA DE VELOCIDADE PARA MOTORES DE 
INDUÇÃO TRIFÁSICOS DE PEQUENO PORTE 
 
 
 
 
 
 
 
Trabalho de Conclusão de Curso apresentado à 
Coordenadoria do Curso de Engenharia Elétrica do 
Instituto Federal do Espírito Santo, como requisito 
parcial para obtenção do título de Graduação em 
Engenharia Elétrica. 
 
Orientador: Prof. Msc. Samuel Alves Souza 
 
 
 
 
 
 
 
 
Vitória 
2015 
1 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
(Biblioteca Nilo Peçanha do Instituto Federal do Espírito Santo) 
 
 R696d Rodrigues, Patrick Trivilin. 
 Desenvolvimento de um inversor de frequência com controle 
escalar em malha fechada de velocidade para motores de indução 
trifásicos de pequeno porte / Patrick Trivilin Rodrigues. – 2015. 
 92 f. : il. ; 30 cm 
 
 Orientador: Samuel Alves de Souza. 
 
 Monografia (especialização) – Instituto Federal do Espírito 
Santo, Coordenadoria de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica, 
Curso Pós-Graduação Lato Sensu em Engenharia Elétrica com 
Ênfase em Sistemas Inteligentes Aplicados à Automação, 2015. 
 
 1. Motores elétricos de indução. 2. Inversores elétricos. 3. 
Engenharia elétrica. I. Souza, Samuel Alves. II. Instituto Federal do 
Espírito Santo. III. Título. 
 CDD 21 – 621.42 
4 
 
AGRADECIMENTOS 
 
Agradeço primeiramente a Deus, que me deu a dom da vida; aos meus pais, meu avô 
e minha namorada, por todo o amor e entrega ao me proporcionarem um estudo e um 
ambiente formidáveis para minha formação e por todo exercício da paciência e 
confiança nas minhas ausências; ao meu mestre por abraçar essa causa e fazer de 
um desafio uma obra concreta; e a todos os amigos que com conselhos, com a doação 
do seu tempo e energia, não pouparam vida para edificar a minha. 
 
 
5 
 
RESUMO 
 
O motor elétrico proporcionou largos passos no processo de desenvolvimento da 
humanidade, substituindo o homem no desempenho de tarefas repetitivas e de 
intenso esforço. Dentre eles, o motor de indução trifásico possui construção robusta e 
elevado rendimento, apresentando-se como um dos mais versáteis tipos de motores. 
Porém, possui a desvantagem de um complexo sistema de controle de velocidade, 
pouco comum em baixa potência. O desenvolvimento de um inversor que exerça o 
controle da velocidade para essa faixa de motores é o assunto deste trabalho, 
baseado no controle escalar em malha fechada de velocidade, operando 
adequadamente embarcado em uma plataforma de desenvolvimento e um hardware 
construído. 
 
Palavras-chave: Inversor de frequência. Controle escalar. Motor de indução trifásico. 
Malha fechada de velocidade. 
 
 
6 
 
ABSTRACT 
 
The electric motor provided strides in the human development process, replacing the 
man in the performance of repetitive tasks and intense effort. Among them, the three-
phase induction motor has a robust construction and high performance, presenting 
itself as one of the most versatile types of motors. However, it has the disadvantage of 
need a complex speed control system, unusual at low power. The development of an 
inverter to take the control of speed for this range of engines is the subject of this paper, 
based on the scalar control with closed loop speed, operating properly, embarked in a 
development platform and a built hardware. 
 
Keywords: Frequency Inverter. Scalar control. Three-phase induction motor. Closed 
loop speed. 
 
 
7 
 
LISTA DE FIGURAS 
 
Figura 1 - Diagrama de blocos primário do trabalho. ................................................ 17 
Figura 2 - Conversão Eletromecânica de Energia ..................................................... 19 
Figura 3 - Transferência de Energia num Motor Elétrico ........................................... 19 
Figura 4 - Classificação dos motores de indução ...................................................... 21 
Figura 5 - Circuito equivalente monofásico do motor de indução .............................. 22 
Figura 6 - Curva Torque-Velocidade de uma máquina de indução ........................... 25 
Figura 7 - Curva Torque x Velocidade para controle escalar V/Hz ............................ 27 
Figura 8 - Característica torque-velocidade do controle escalar até a velocidade 
nominal ..................................................................................................... 29 
Figura 9 - Controle escalar com tensão de compensação ........................................ 30 
Figura 10 - Controle escalar Volts/Hz em malha aberta ............................................ 31 
Figura 11 - Diagrama de blocos ilustrativo do controle Volts/Hz em malha fechada de 
um MIT ..................................................................................................... 32 
Figura 12 - Configuração básica de um inversor VSI ................................................ 33 
Figura 13 - Formas de onda de tensão de um inversor VSI de seis etapas. ............. 34 
Figura 14 - Formação do PWM senoidal ................................................................... 36 
Figura 15 - SPWM trifásico........................................................................................ 36 
Figura 16 - Sinal SPWM resultante que alimenta o MIT ............................................ 37 
Figura 17 - Controle PI .............................................................................................. 38 
Figura 18 - Rampas de Aceleração e Desaceleração de um Soft-starter ................. 39 
Figura 19 - Etapas do controle .................................................................................. 41 
Figura 20 - Plataforma de desenvolvimento STM32F401RET6 ................................ 43 
Figura 21 – Módulo inversor de potência IRAMS10UP60B ....................................... 43 
Figura 22 - Acionamento IGBT .................................................................................. 44 
Figura 23 - Esquema interno do IRAMS10UP60B .................................................... 45 
Figura 24 - Capacitor Bootstrap recomendado para cada Frequência de PWM ....... 46 
Figura 25 - Proteção externa contra sobrecorrente ................................................... 47 
Figura 26 - Circuito interno HCPL 2531 .................................................................... 49 
Figura 27 - Circuito de isolamento dos sinais ............................................................ 50 
Figura 28 - Esquema e resposta de um Encoder rotativo em quadratura ................. 51 
Figura 29 - Fluxograma básico de organização do programa ................................... 52 
Figura 30 - Exemplo de condicionamento de senóide PWM ..................................... 54 
8 
 
Figura 31 - Fluxograma de condicionamento da frequência de saída ....................... 55 
Figura 32 - Acoplamento MIT/Encoder: vista lateral. ................................................. 58 
Figura 33 - Acoplamento MIT/Encoder: vista frontal. ................................................ 58 
Figura 34 - Esquema final do hardware desenvolvido ............................................... 62 
Figura 35 - Projeto da PCI no Kicad: as duas faces .................................................. 63 
Figura 36 - Placa produzida e divisão das funções do Projeto .................................. 64 
Figura 37 - Placa do projeto finalizada ......................................................................65 
Figura 38 - Acoplamento PCI e Plataforma: vista lateral ........................................... 66 
Figura 39 - Acoplamento PCI e Plataforma: vista superior. ....................................... 66 
Figura 40 - Montagem completa: vista frontal. ......................................................... 67 
Figura 41 - Montagem completa: vista oposta........................................................... 67 
Figura 42 - Sinal SPWM a 10Hz para controle do módulo inversor .......................... 68 
Figura 43 - Sinal SPWM a 30Hz para controle do módulo inversor .......................... 68 
Figura 44 - Sinal SPWM a 60Hz para controle do módulo inversor .......................... 69 
Figura 45 - Defasagem entre os sinais SPWM de controle das fases 1 e 2 .............. 69 
Figura 46 - Defasagem entre os sinais SPWM de controle das fases 1 e 3 .............. 69 
Figura 47 - Complementariedade dos sinais SPWM de controle da fase 1 .............. 70 
Figura 48 - Tensão SPWM de alimentação do motor: fases U e W .......................... 70 
Figura 49 - Erro por sobrecorrente do módulo inversor ............................................. 71 
Figura 50 - Parâmetros Filtro Digital .......................................................................... 72 
Figura 51 - Gráfico da filtragem de corrente .............................................................. 72 
Figura 52 - As duas fases monitoradas com valores filtrados ................................... 73 
Figura 53 - Gráfico de atraso da filtragem de corrente. ............................................. 73 
Figura 54 - Filtragem de velocidade para uma partida direta com parada ................ 74 
Figura 55 - Filtragem da velocidade. ......................................................................... 74 
Figura 56 - Controle PI .............................................................................................. 75 
Figura 57 - Teste final ............................................................................................... 76 
Figura 58 - Tensão SPWM de 30 Hz que alimenta o MIT ......................................... 76 
Figura 59 - Tensão SPWM de 45 Hz que alimenta o MIT ......................................... 77 
Figura 60 - Tensão SPWM de 50 Hz que alimenta o MIT ......................................... 77 
Figura 61 - Tensão SPWM de 60 Hz que alimenta o MIT ......................................... 77 
Figura 62 - Tensão SPWM expandida de 60 Hz que alimenta o MIT ........................ 78 
Figura 63 - Curva V/Hz obtida no teste final .............................................................. 78 
Figura 64 - Custo de processamento do Software .................................................... 79 
9 
 
Figura 65 - Vetor Seno de 128 posições. .................................................................. 84 
 
 
 
10 
 
LISTA DE TABELAS 
Tabela 1 - Tabela de Sintonia em malha aberta de Ziegler e Nichols ....................... 38 
Tabela 2 - Dados da placa de identificação do motor ............................................... 40 
Tabela 3 - Temperatura IGBT x Resistência Termistor x Tensão de terminal Vth .... 48 
Tabela 4 - Ações do controle de corrente via sensores Hall ..................................... 57 
Tabela 5 - Relação dos erros e status dos LED's ..................................................... 61 
Tabela 6 - Precisão do controle de velocidade.......................................................... 79 
 
 
11 
 
LISTA DE SIGLAS 
 
CA – Corrente alternada 
CC – Corrente contínua 
CSI – Current Stiff Inverter (Inversor por Fonte de Corrente) 
FCEM - Força Contra-eletromotriz 
FEM – Força Eletromotriz 
FMM – Força Magnetomotriz 
IHM – Interface Homem-máquina 
LED – Light Emitting Diode (Diodo Emissor de Luz) 
MIT – Motor de Indução Trifásico 
PCI – Placa de Circuito Impresso 
PI – Proporcional Integral 
PWM – Pulse Width Modulation (Modulação por Largura de Pulso) 
RPM – Rotações por minuto 
SPWM – Sinusoidal PWM (PWM Senoidal) 
VSI – Voltage Stiff Inverter (Inversor por Fonte de Tensão) 
 
12 
 
SUMÁRIO 
 
1 INTRODUÇÃO ........................................................................................... 15 
1.1 IDENTIFICAÇÃO DO PROJETO ................................................................ 15 
1.2 JUSTIFICATIVA ......................................................................................... 16 
1.3 OBJETIVOS ............................................................................................... 17 
1.3.1 Objetivo Geral ........................................................................................... 17 
1.3.2 Objetivos Específicos .............................................................................. 17 
1.4 METODOLOGIA ......................................................................................... 18 
1.5 ORGANIZAÇÃO DO TRABALHO .............................................................. 18 
2 REVISÃO DA LITERATURA ..................................................................... 19 
2.1 MOTORES ELÉTRICOS ............................................................................ 19 
2.2 Motores de Indução Trifásicos .................................................................... 20 
2.2.1 Estrutura básica do MIT e princípio de funcionamento ........................ 20 
2.2.2 Circuito Equivalente ................................................................................. 22 
2.2.3 Parâmetros de velocidade do MIT ........................................................... 23 
2.2.4 Curva Torque x Velocidade ..................................................................... 24 
2.3 CONTROLE DE VELOCIDADE DE MOTORES DE INDUÇÃO ................. 26 
2.4 TÉCNICAS DE CONTROLE DE VELOCIDADE ......................................... 27 
2.4.1 Controle Escalar ou Volt/Hertz ................................................................ 27 
2.4.2 Controle Vetorial ....................................................................................... 28 
3 PRINCÍPIO DO CONTROLE ESCALAR.................................................... 29 
3.1 CONTROLE EM MALHA ABERTA ............................................................. 29 
3.2 CONTROLE EM MALHA FECHADA .......................................................... 31 
4 ASPECTOS GERAIS DE INVERSORES ................................................... 33 
4.1 VSI com PWM ............................................................................................ 35 
4.1.1 Bloco de Modulação ................................................................................. 35 
13 
 
4.1.2 SPWM ........................................................................................................ 35 
4.1.3 Controle PI ................................................................................................ 37 
4.1.4 Rampa de Aceleração/Desaceleração .................................................... 38 
5 METODOLOGIA E IMPLEMENTAÇÃO..................................................... 40 
5.1 O MOTOR .................................................................................................. 40 
5.2 HARDWARE ............................................................................................... 41 
5.2.1 O controle .................................................................................................. 41 
5.2.2 Plataforma de desenvolvimento .............................................................. 42 
5.2.3 Módulo Inversor ........................................................................................ 43 
5.2.3.1 Conjunto de acionamento IGBT ................................................................. 44 
5.2.3.2 Alimentação de Bootstrap .......................................................................... 45 
5.2.3.3 Proteção contra sobrecorrente ...................................................................46 
5.2.4 Sensor Hall ................................................................................................ 48 
5.2.5 Isolamento de sinais com optoacoplador .............................................. 49 
5.3 ENCODER .................................................................................................. 50 
5.4 SOFTWARE ............................................................................................... 51 
5.4.1 Geração de pulsos – PWM Senoidal ....................................................... 52 
5.4.2 Controle de corrente ................................................................................ 56 
5.4.2.1 Controle via feedback do módulo inversor ................................................. 56 
5.4.2.2 Controle por leitura das correntes de fase .................................................. 56 
5.4.3 Feedback de velocidade .......................................................................... 57 
5.4.4 Controle Volt/Hertz ................................................................................... 58 
5.4.5 Controle PI ................................................................................................ 59 
5.4.5.1 Controle Final ............................................................................................. 60 
5.4.6 Informações de falhas .............................................................................. 61 
5.4.7 Confecção da Placa de Circuito Impresso ............................................. 62 
6 RESULTADOS ........................................................................................... 64 
14 
 
6.1 A PLACA DE CIRCUITO IMPRESSO ........................................................ 64 
6.2 SINAIS SPWM ............................................................................................ 67 
6.2.1 Controle de Sobrecorrente ...................................................................... 70 
6.2.2 Feedback de velocidade .......................................................................... 74 
6.2.3 Controle PI ................................................................................................ 75 
6.3 TESTE FINAL ............................................................................................. 75 
7 CONCLUSÃO ............................................................................................ 80 
7.1 PROPOSTA DE TRABALHOS FUTUROS ................................................. 80 
REFERÊNCIAS .......................................................................................... 81 
ANEXO I – Vetor Seno ............................................................................... 84 
ANEXO II – Software desenvolvido ............................................................ 85 
 
 
15 
 
1 INTRODUÇÃO 
 
1.1 IDENTIFICAÇÃO DO PROJETO 
 
O motor elétrico configura-se como um dos mais importantes inventos no processo de 
desenvolvimento da humanidade. Ele veio substituir o homem no desempenho de 
tarefas repetitivas e que exigem grande esforço, transformando energia elétrica em 
energia mecânica sem perdas significativas e sem que o processo elimine poluentes 
(FRANCISCO, 2008). 
Existem vários tipos de motores elétricos, dos quais os principais são os de corrente 
contínua (CC) e corrente alternada (CA). Os motores de corrente contínua são mais 
caros, pois é necessário um dispositivo que converta a corrente alternada em corrente 
contínua. Os motores de corrente alternada, por sua vez, são mais baratos, pois a 
energia elétrica é distribuída em forma de corrente alternada, reduzindo assim seu 
custo de compra. 
Francisco (2008, p.01) assim comentou acerca do motor elétrico: 
O motor elétrico é o mais usado de todos os tipos de motores, pois combina 
as vantagens da utilização de energia elétrica: facilidade de transporte e 
facilidade de comando, sendo, para, além disso, uma máquina de construção 
simples, alto rendimento e baixo custo. 
Dentre os motores de CA, os Motores de Indução Trifásicos (MIT’s) são os de maior 
utilização e destaque por possuírem construção robusta, necessitarem de pouca 
manutenção, possuírem grande versatilidade, rendimento elevado e preço 
relativamente baixo (BOSE, 2002). 
Sua versatilidade faz com que este tipo de motor esteja presente nos mais diversos 
tipos de acionamentos mecânicos: desde cargas mínimas, como ventiladores, até 
cargas que exigem elevada potência, como compressores. 
Porém, todas estas vantagens necessitam de um complexo sistema de acionamento 
e controle de velocidade para esses motores. A velocidade de um motor de indução 
pode ser controlada através de variáveis externas ao motor, como frequência e tensão 
de linha, e aspectos internos ao motor, como o número de polos (FITZGERALD; 
KINGSLEY; UMANS, 2006). 
16 
 
Relacionado aos motores de indução, Fitzgerald, Kingsley e Umans (2006, p.563) 
descrevem que: 
Os motores de indução alimentados por fontes de frequência constante 
atendem admiravelmente às exigências de acionamento de velocidade 
altamente constante. Muitas aplicações de motores, entretanto, exigem 
velocidades diversas ou mesmo uma faixa continuamente ajustável de 
velocidades. Desde os primeiros tempos dos sistemas de potência CA, os 
engenheiros têm estado interessados no desenvolvimento de motores CA de 
velocidade ajustável. 
Com o advento dos materiais semicondutores e o desenvolvimento da eletrônica de 
potência e microeletrônica, as técnicas de controle de velocidade do motor de indução 
deixaram de ser extremamente complexas e apresentam-se viáveis. A partir daí foi 
possível desenvolver a eletrônica capaz de fornecer o acionamento de tensão, 
corrente e frequência variáveis necessários para se obter o controle de velocidade 
variável em máquinas CA, como um inversor de frequência, por exemplo. 
(FITZGERALD; KINGSLEY; UMANS, 2006). 
Um inversor de frequência é um dispositivo capaz de gerar uma tensão e frequência 
trifásicas ajustáveis, com a finalidade de controlar a velocidade de um motor de 
indução trifásico (NOVOTNY; LIPO, 1996). 
 
1.2 JUSTIFICATIVA 
 
O acionamento de motores elétricos de indução por meio de inversores de frequência 
é uma atividade recente e, mesmo que já utilizada em grande escala na indústria, 
ainda é limitada para demandas externas a este setor, principalmente aquelas onde a 
potência requerida é relativamente baixa. 
Assim sendo, muito ainda há por ser estudado e compreendido nas mais diversas 
aplicações dos inversores e percebe-se, com o avanço da tecnologia, a necessidade 
de orientação específica referente ao assunto por parte dos fabricantes de motores e 
inversores, para que tais aplicações sejam realmente vantajosas em termos de 
eficiência energética e atraentes em termos de custo (WEG, 2009). 
É imprescindível a busca de soluções para a ampliação do uso de inversores: 
soluções acessíveis para a utilização destes também em aplicações não industriais e 
17 
 
de baixa potência, e didáticas, para que o seu funcionamento seja estudado mais 
profundamente e assim, possibilitar o melhoramento do seu desempenho. 
1.3 OBJETIVOS 
1.3.1 Objetivo Geral 
 
O objetivo geral deste trabalho consiste no desenvolvimento de um inversor de 
frequência com controle escalar em malha fechada de velocidade para motores de 
indução trifásicos de baixa potência. 
1.3.2 Objetivos Específicos 
 
Aliado ao desenvolvimento do inversor, desenvolver um sistema de proteção de 
sobrecorrente em duas fases e construir um hardware que controle adequadamente 
o motor, com base em um software embarcado para desenvolvimentos futuros. 
Para um entendimento e organização prévia do trabalho, o diagrama de blocos da 
figura 1 foi desenvolvido. Nele, as etapas de tratamento das grandezas do trabalho 
estão discriminadas: a leitura da referência de velocidade, seu tratamento e controle, 
transformação em frequência e tensão, etradução em pulsos para alimentação do 
motor de indução, com a realimentação de velocidade. 
Figura 1 - Diagrama de blocos primário do trabalho. 
 
Fonte: Elaborado pelo próprio autor. 
18 
 
1.4 METODOLOGIA 
 
A metodologia adotada consiste: 
- Pesquisa de técnicas de controle de velocidade já existentes, em periódicos, artigos, 
livros e notas de aplicação disponíveis, que construam uma base teórica para o 
desenvolvimento de um software objetivo e de baixo custo de processamento. 
- Desenvolvimento do software de controle principal, com rotinas de segurança 
agregada e bases que possibilitem desenvolvimentos futuros. 
- Construção do hardware para o controle real do motor, tendo em vista mitigação de 
interferências eletromagnéticas e a proteção de hardware e motor, através da escolha 
de componentes apropriados à aplicação. 
 
1.5 ORGANIZAÇÃO DO TRABALHO 
 
Após a introdução, o trabalho segue no capítulo 2 com uma revisão bibliográfica do 
motor de indução trifásico e seus aspectos eletromecânicos, além de apresentar as 
técnicas mais comuns para seu controle de velocidade. 
O capítulo 3 contém os princípios do controle escalar, apresentando seus tipos e 
características básicas, ao passo que o capítulo 4 explana os tipos de inversores 
adequados ao trabalho, a objetividade dessas técnicas e ainda apresenta os 
compensadores de entrada utilizados: o controle proporcional-integral e o controle por 
rampa. 
O capítulo 5 caracteriza-se pelas definições do trabalho, apresenta o motor utilizado, 
as técnicas adotadas para o controle e todos os componentes escolhidos para compor 
o hardware, com suas características relevantes ao trabalho descritas. 
O capítulo 7, enfim, apresenta o resultado do desenvolvimento e construção do 
software e do hardware, com os testes realizados no projeto. 
A conclusão final faz-se presente no capítulo 8, juntamente com as propostas de 
desenvolvimento futuras. 
19 
 
2 REVISÃO DA LITERATURA 
 
2.1 MOTORES ELÉTRICOS 
 
Uma máquina elétrica é um dispositivo de conversão entre um sistema elétrico e um 
mecânico, onde essa conversão é reversível, como mostra a figura 2. O sistema 
elétrico, cujos parâmetros principais constituem-se de tensão gerada e corrente, é 
então convertido em sistema mecânico, com as variáveis de torque e velocidade. 
“Dispositivos que são usados para converter de forma contínua a entrada de energia 
elétrica para a saída mecânica ou vice-versa são chamados de máquinas elétricas” 
(SEN, 1997, p.121, tradução nossa). 
Figura 2 - Conversão Eletromecânica de Energia 
 
Fonte: Elaborado pelo próprio autor. 
 
Os motores elétricos, responsáveis por converter energia elétrica em energia 
mecânica, valem-se da teoria do eletromagnetismo e do princípio da conservação de 
energia. A figura 3 apresenta o balanceamento energético de um motor elétrico, onde 
a energia elétrica traduz-se na energia mecânica e em perdas. Dado que nestes 
sistemas o armazenamento de energia é feito em forma de campo magnético, de onde 
é requerida para que ele opere. 
Figura 3 - Transferência de Energia num Motor Elétrico 
 
 = + + 
 
Fonte: Fitzgerald; Kingsley e Umans (2006, p.124, adaptado). 
 
 
Entrada de 
energia a partir de 
fontes elétricas 
Saída de 
energia 
mecânica 
Armazenamento 
de energia em 
campo magnético 
Energia 
convertida 
em calor 
20 
 
2.2 MOTORES DE INDUÇÃO TRIFÁSICOS 
 
A característica principal que difere os motores de indução dos demais é o fato de 
apenas o estator ser alimentado, enquanto nos outros motores convencionais há a 
necessidade de rotor e estator receberem tensão. Como apenas o estator é 
alimentado, o rotor recebe energia por indução, designando-se daí o nome motor de 
indução (SEN, 1997). 
2.2.1 Estrutura básica do MIT e princípio de funcionamento 
 
O motor de indução trifásico é constituído dos seguintes elementos: estator e rotor. O 
estator é parte fixa da máquina e que recebe alimentação trifásica de correntes, 
também definido como enrolamento de armadura. O rotor, parte móvel, é constituído 
por pilhas de chapas tal como o estator, e é apoiado no eixo de rotação por rolamentos 
nas extremidades. O rotor pode ser de dois tipos: rotor bobinado e rotor gaiola de 
esquilo (FRANCISCO, 2008). 
O rotor bobinado possui enrolamentos dispostos da mesma forma que os 
enrolamentos do estator, tendo o mesmo número de polos. Os terminais do 
enrolamento do rotor são conectados a anéis deslizantes isolados montados sobre o 
eixo. Escovas de carvão apoiadas sobre esses anéis permitem que os terminais do 
rotor tornem-se disponíveis externamente ao motor (FITZGERALD; KINGSLEY; 
UMANS, 2006). 
De acordo com SEN (1997, p.208, tradução nossa): 
O rotor tipo gaiola de esquilo consiste de barras de alumínio ou de cobre 
embutidas nas ranhuras do rotor curto-circuitadas em ambas as 
extremidades, por anéis de alumínio ou de cobre. 
Um motor com gaiola de esquilo é, portanto, um motor de uma só alimentação, não 
necessitando de coletor nem escovas. Logo, não possui contatos elétricos sujeitos a 
desgastes. Na figura 4 os dois tipos de rotores dos motores de indução são 
discriminados. 
 
 
21 
 
Figura 4 - Classificação dos motores de indução 
 
Fonte: WEG (2008, p. 16, adaptado). 
 
Quando alimentado, o estator é percorrido por corrente através dos enrolamento de 
fase e uma onda de força magnetomotriz (FMM) senoidal é produzida no eixo das 
bobinas de mesma fase. “Se uma corrente alternada flui através da bobina, ela produz 
uma onda FMM pulsante, cuja amplitude e sentido dependem do valor instantâneo da 
corrente que flui através do enrolamento” (SEN, 1997, p.209, tradução nossa). 
Tal como as correntes que passam nos enrolamentos, as ondas de FMM são 
defasadas 120° elétricos umas das outras. Esse campo girante, ao atravessar o rotor, 
provoca uma variação de fluxo nos condutores gerando uma força eletromotriz (FEM) 
induzida no condutores, por meio da Lei de Faraday. Como os condutores do rotor 
estão em curto circuito, eles são percorridos por correntes induzidas. 
Francisco, (2008, p.33) fala sobre a interação de campos de rotor e estator: 
Estas correntes induzidas, de acordo com a Lei de Lenz, têm um sentido tal 
que, pelas suas ações magnéticas, tendem a opor-se à causa que lhes deu 
origem. Criam um campo magnético em torno dos condutores do rotor cuja 
resultante é um campo que tende a opor-se ao campo magnético girante 
criado pelo estator. Para se opor, este campo terá de possuir pólos 
magnéticos contrários. 
Como o campo do estator gira com o tempo e, partindo da ideia que polos contrários 
se atraem, os polos do rotor são atraídos pelos polos do estator e o rotor entra em 
rotação tentando acompanhar o campo girante do estator. 
 
 
 
22 
 
2.2.2 Circuito Equivalente 
 
Um modelo simples de circuito equivalente monofásico é uma ferramenta muito útil 
para análise e previsão de desempenho em regime permanente de MIT. A figura 5 
apresenta o circuito: 
Figura 5 - Circuito equivalente monofásico do motor de indução 
 
Fonte: Fitzgerald; Kingsley e Umans (2006, p.305). 
Onde: 
V1 - Tensão de fase de terminal do estator; 
Ê2 - FCEM (de fase) gerada pelo fluxo de entreferro resultante; 
R1 e X1- Impedância dos enrolamentos do estator; 
𝑅2
𝑠
 e X2 – Impedância equivalente de enrolamento de rotor refletida ao estator; 
Rc - Resistência que representa as perdas no núcleo por fase no motor; 
Xm - Impedância de magnetização por fase. 
A corrente que se cria no estator Î1 é decomposta em corrente de carga e corrente de 
magnetização. A componente de carga Î2 produz FMM que corresponde à FMM da 
corrente de rotor. A corrente de excitação Îφ é a corrente de estator necessária para 
criação de fluxo de entreferro e é uma função de FEM Ê2 (BOSE, 2002). 
Quando o circuito equivalente aparece da maneira como é disposta na figura 3, com 
todosos elementos referidos ao estator, traduz-se que, segundo Fitzgerald; Kingsley 
e Umans (2006, p.305): 
23 
 
Todos os fenômenos elétricos do rotor, quando vistos a partir do estator, 
tornam-se fenômenos que têm a frequência do estator, porque simplesmente 
o enrolamento de estator vê as ondas de FMM e fluxo deslocando-se na 
velocidade síncrona. 
 
2.2.3 Parâmetros de velocidade do MIT 
 
Velocidade síncrona (ns) 
A velocidade do campo girante do estator é também conhecida como velocidade 
síncrona. Depende do número de polos do motor e da frequência da tensão trifásica 
de alimentação. (FITZGERALD; KINGSLEY; UMANS, 2006), segundo a equação 1: 
 ns =
120
p
f (1) 
Onde: 
f – Frequência, em Hertz; 
p – Número de polos. 
Fluxo (ψ) 
O fluxo magnético no entreferro é proporcional à tensão no estator e inversamente 
proporcional à frequência. A equação 2 quantifica o fluxo de entreferro. 
 Ψ =
𝐕
𝛚
 (2) 
Onde: 
V – Tensão de alimentação, em Volts; 
ω – Frequência angular. 
Escorregamento (s) 
A essa diferença entre a velocidade do campo girante e a velocidade do rotor, em 
notação por unidade, é definida como escorregamento. O rotor jamais alcança a 
velocidade do campo girante do estator devido a essa característica. 
24 
 
A respeito do escorregamento, Sen (1997, p.218, tradução nossa) diz: 
Em qualquer outra velocidade nr, a diferença de velocidade ns - nr, chamada 
de velocidade de escorregamento, induz a corrente do rotor e torque é 
desenvolvido. O rotor move-se na mesma direção que o campo magnético 
rotativo para reduzir a corrente induzida (lei de Lenz). 
O escorregamento s, por unidade, é definido pela equação 3: 
 s =
ns−nr
ns
 (3) 
Onde: 
ns – Velocidade síncrona; 
nr – Velocidade rotórica. 
Caso o rotor, na tentativa de acompanhar a velocidade do estator, consiga 
acompanhar, ou seja, alcance a velocidade síncrona da máquina ns, ele não terá 
qualquer indução. Não havendo variação de fluxo, não há nem tensão induzida nem 
corrente, portanto, não existirá torque (BOSE, 2002). 
Velocidade mecânica do rotor (nr) 
A velocidade do rotor pode então ser expressa em termos de velocidade síncrona ns 
e escorregamento s, na equação 4: 
 nr = (1 − s). ns (4) 
 
2.2.4 Curva Torque x Velocidade 
 
O torque Te pode ser calculado em função do deslizamento s. A figura 6 mostra a 
curva Torque por Velocidade (𝜔𝑟 𝜔𝑒⁄ = 1 − 𝑠), onde o valor do escorregamento é 
estendido para além da região 0<s<1, mesmo sendo apenas esta região a região 
pertinente ao trabalho. Logo, as zonas de operação podem ser definidas como 
frenagem (1<s<2), motor (0<s<1) e gerador (s<0). 
Na região motora de operação, Te=0 em s=0 e s aumenta (diminui a velocidade), Te 
aumenta em uma curva quase linear até o torque eletromecânico máximo ser atingido, 
Tem. Nesta região, a queda de tensão do estator é pequena e o fluxo de campo 
25 
 
mantém-se aproximadamente constante. Após o torque máximo, Te diminui com o 
aumento do escorregamento s (BOSE, 2002). 
A equação que relaciona Torque e Escorregamento é descrita na equação 5, com 
base no modelo da figura 6: 
 Te = 3. (
P
2
) .
R1
s.ωe
 .
V1
2
(R1+R2 S⁄ )
2+ωe
2(X1+X2)
2
 (5) 
Onde: 
P - Potência no eixo; 
R1 e L1 - Resistência e Reatância de dispersão do rotor; 
R2 e L2 - Resistência e Reatância de dispersão do estator; 
s - escorregamento, por unidade; 
ωe - velocidade síncrona; 
V1 - tensão nos terminais do estator. 
Figura 6 - Curva Torque-Velocidade de uma máquina de indução 
 
Fonte: Bose, (2002, p.40, tradução nossa). 
 
 
26 
 
2.3 CONTROLE DE VELOCIDADE DE MOTORES DE INDUÇÃO 
 
A velocidade de um MIT pode ser controlada variando a velocidade síncrona ou o 
escorregamento do motor para uma carga determinada. Varia-se a velocidade 
síncrona alterando a frequência de linha ou mudando o número de polos da máquina, 
como apresentado anteriormente na equação 1. O escorregamento do motor pode ser 
controlado quer por meio da variação da resistência do rotor pela variação da tensão 
de linha (CHAPMAN, 2011). 
A mudança de polos de uma máquina se dá alterando as ligações da bobina do 
enrolamento do estator, geralmente alterados na proporção de 2 para 1 
(FITZGERALD; KINGSLEY; UMANS, 2006). Este método proporciona duas 
velocidades síncronas. É certo, contudo, que a velocidade pode ser alterada apenas 
em passos discretos e que enrolamentos de estator preparados para isso encarecem 
o motor (SEN, 1997). 
No controle por tensão de linha, o torque desenvolvido é proporcional ao quadrado da 
tensão aplicada aos terminais primários, como já descrito na equação 5. Devido a 
essa proporção quadrática, o controle é aplicável em um intervalo muito limitado 
(CHAPMAN, 2011). 
O controle por resistência do rotor, válida para rotores bobinados, é vantajoso pela 
simplicidade de implementação, porém a inserção de resistências no circuito do rotor 
de um motor de indução reduz seriamente a eficiência da máquina, apresentando 
baixo rendimento com escorregamento elevado (CHAPMAN, 2011). 
A variação da frequência da tensão aplicada à armadura do MIT é outro método. Nos 
valores nominais de tensão e frequência, o fluxo do entreferro da máquina também 
estará em seu valor nominal. Se a tensão for mantida constante e a frequência 
diminuía, pela equação 2 o fluxo aumentará, levando à saturação da máquina, 
alterando os parâmetros da máquina e a característica torque-velocidade. 
Logo, para que o sistema magnético não sature, ou seja, a densidade do fluxo 
permaneça constante, a tensão nos terminais do motor deve ser variada em proporção 
à frequência (Operação Volt/Hz constante). Neste método de controle de velocidade, 
o escorregamento em operação é baixo e a eficiência é alta (SEN, 1997). 
27 
 
2.4 TÉCNICAS DE CONTROLE DE VELOCIDADE 
 
De uma forma geral pode-se dividir a forma de controle de velocidade de motores de 
indução em dois tipos: controle escalar e vetorial. 
 
2.4.1 Controle Escalar ou Volt/Hertz 
 
A lógica de controle utilizada é a manutenção da relação V/Hz constante, 
desconsiderando o efeito de acoplamento da máquina. A tensão de uma máquina 
pode ser manipulada para controlar o fluxo e a velocidade Já a frequência ou 
escorregamento podem ser ajustados para controlar o torque (BOSE, 2002). 
Variando a frequência e a amplitude da tensão proporcionalmente através de um 
algoritmo de controle, o comportamento do torque em relação a velocidade mecânica 
são representados pelas curvas apresentadas na figura 7. 
Figura 7 - Curva Torque x Velocidade para controle escalar V/Hz 
 
Fonte: Sen (1997, p.258, tradução nossa). 
 
Na figura, na frequência nominal, fbase, a tensão da máquina é a nominal e o torque, 
máximo. Abaixo desta frequência, o fluxo é mantido constante através da alteração 
da relação de tensão e frequência, daí os mesmos torques máximos estão disponíveis 
e o fluxo do entreferro é mantido constante. Além da frequência de base, uma vez que 
28 
 
a tensão não pode ser aumentada com a frequência, o fluxo diminui, assim como o 
torque máximo disponível (SEN, 1997). 
Em baixa frequências, a queda de tensão entre R1 e X1, na figura 5, é comparável à 
tensão terminal V1, e assim, a equação 2 não é mais válida. Para manter o mesmo 
fluxo no entreferro, a relação V/Hz é aumentada para frequências mais baixas. 
É o método de controle de velocidade mais popular e que demanda menos esforço 
computacional,não necessita de características intrínsecas dos motores, além de ser 
particularmente interessante quando há conexão de múltiplos motores a um mesmo 
inversor (WEG, 2008). 
 
2.4.2 Controle Vetorial 
 
O controle vetorial ou controle por campo orientado tem por objetivo controlar 
separadamente o fluxo e o torque do motor de indução. A ação do comutador de uma 
máquina CC, mantendo um ângulo ortogonal fixo entre fluxo e força magnetomotriz 
de armadura também é aplicada ao motor de indução por meio da orientação da 
corrente do estator com relação ao fluxo do rotor, obtendo assim o desacoplamento 
entre fluxo e torque (BOSE, 2002). 
Mantendo então o fluxo constante, é possível realizar controle instantâneo e linear de 
torque (KRISHNAN, 2001). 
 
29 
 
3 PRINCÍPIO DO CONTROLE ESCALAR 
 
O controle escalar de um motor de indução é de longe o método mais popular de 
controle de velocidade por causa de sua simplicidade, confiabilidade e custo, aliados 
a ampla presença deste tipo de motor na indústria (CHAPMAN, 2011). Esse controle 
consiste na variação da magnitude e frequência da tensão aplicada ao estator, 
podendo ser aplicado tanto em malha aberta, num controle V/Hz direto, como num 
controle em malha fechada, com realimentação de velocidade, permitindo o aumento 
da precisão do sistema (POMÍLIO, 2006). 
 
3.1 CONTROLE EM MALHA ABERTA 
Para aplicações de velocidade constante, os MIT têm sido utilizados em malha aberta 
com alimentação em 60 Hz constantes. Para aplicações com velocidades ajustáveis, 
o controle da frequência é natural. No entanto, a tensão é obrigada a ser proporcional 
à frequência de modo a que o fluxo permaneça constante, conforme a equação 2, 
desprezando a queda de resistência do estator R1, vista na figura 5. 
Mantendo-se constante a relação entre a tensão e a frequência de alimentação, o 
fluxo de entreferro não se altera, de modo que o torque máximo não se altera 
(POMÍLIO, 2006). Pode ser deduzido através da equação 5, onde o torque é 
diretamente proporcional ao quadrado tensão e inversamente proporcional ao 
quadrado da frequência. A figura 8 é um fragmento da figura 7, mostrando mais 
detalhadamente o comportamento do torque em relação a velocidade mecânica para 
o controle escalar até a velocidade nominal, valor máximo de aplicação do trabalho. 
Figura 8 - Característica torque-velocidade do controle escalar até a velocidade nominal 
 
Fonte: POMÍLIO (2006, p.7, adaptado). 
30 
 
Ainda na figura 8, se a resistência do estator e a indutância de dispersão são 
desprezados, o fluxo do estator será correspondente ao fluxo do rotor. À medida que 
a frequência se torna pequena em baixas velocidades, a resistência do estator tende 
a absorver a maior quantidade da tensão do estator, enfraquecendo assim o fluxo e 
perdendo a capacidade de produzir torque. Uma tensão de compensação V0 então é 
adicionada para que o fluxo nominal e o torque total correspondente tornem-se 
disponíveis até a velocidade zero (DUTRA, 2012). 
Essa tensão de compensação traz a relação tensão-frequência abordada no trabalho, 
sendo o comportamento conforme mostra a figura 9. 
Figura 9 - Controle escalar com tensão de compensação 
 
Fonte: Elaborado pelo próprio autor. 
 
Os sinais finais necessários para o controle são as correspondentes tensões de fase 
senoidais, através do inversor controlado por modulação de largura de pulso. Nele é 
possível ajustar simultaneamente a frequência e a tensão mantendo a relação 
constante. 
A figura 10 mostra o diagrama do método de controle escalar de velocidade em malha 
aberta. O circuito de potência consiste de um circuito retificador com um filtro LC, com 
o motor sendo alimentado por um sinal PWM, sem a necessidade de feedback para o 
controle. A frequência angular ωe é a variável de controle primário. A tensão de fase 
VS é gerada diretamente a partir do comando de frequência, de modo que o fluxo Ψ 
permaneça constante (BOSE, 2002). 
 
31 
 
Figura 10 - Controle escalar Volts/Hz em malha aberta 
 
Fonte: Bose, (2002, p.339, tradução nossa). 
 
3.2 CONTROLE EM MALHA FECHADA 
 
Um aspecto importante a ser considerado na implementação da estratégia Volts/Hz é 
a alteração da velocidade do motor durante a operação. A transição brusca entre 
frequências, contendo descontinuidades, faz com que o fluxo no entreferro mude de 
direção rapidamente, causando vibrações excessivas na máquina (KRISHNAN, 
2001). 
Para solucionar tal problema, o controle em malha fechada foi implementado: além de 
aumentar a precisão, rejeita o efeito de perturbações externas e melhora a dinâmica 
do sistema, diminuindo a sensibilidade às variações dos parâmetros do processo. 
Todo esse esforço para tornar o sistema mais robusto requererá mais custos de 
software e hardware (GOMES, 2000). 
Utilizar esta abordagem permite variar a frequência do motor de maneira suave, além 
de mostrar-se útil para reduzir o valor de correntes transitórias (DUTRA, 2012). O 
32 
 
controle Volts/Hz em malha fechada pode ser implementado conforme mostra a figura 
11. 
Figura 11 - Diagrama de blocos ilustrativo do controle Volts/Hz em malha fechada de um MIT 
 
Fonte: Dutra, (2012, p.34, adaptado). 
 
Para este tipo de controle faz-se necessário um transdutor de velocidade, aumentando 
as despesas do projeto. A velocidade do rotor é medida e comparada a um valor de 
referência. O erro é então tratado por um controlador do tipo PI limitado por uma 
rampa, que atuará no sentido de anular a diferença entre o sinal de referência ωref e o 
sinal medido ωr, limitando a aceleração do sistema e gerando então um sinal de 
referência ωs para a velocidade de escorregamento. Tal sinal é então somado da 
própria velocidade angular do rotor, resultando na frequência que deve ser imposta 
ao motor (DUTRA, 2012). 
O bloco “Controle V/f + Inversor” da figura 11 encarrega-se de gerar, a partir da 
referência de frequência síncrona ωs, as formas de onda de tensão que impõem a 
relação Volts/Hz ao motor. 
 
33 
 
4 ASPECTOS GERAIS DE INVERSORES 
 
O processo de conversão de uma alimentação contínua para alternada é chamado de 
inversão e é o inversor que gera a frequência variável da fonte CC, usada para acionar 
o motor de indução a uma velocidade variável. 
Em geral, existem dois tipos básicos de inversores, que são totalmente diferentes em 
seu comportamento: os inversores VSI (“Voltage Source Inverter”), alimentados por 
uma fonte de tensão, e os inversores CSI (“Current Source Inverter”) alimentados por 
uma fonte de corrente. 
O inversor VSI é mais comum e este tipo de inversor cria uma forma de onda 
relativamente bem definida de tensão nos terminais do motor. O segundo tipo de 
inversor, o CSI, fornece uma onda de corrente ligado nos terminais do motor 
(NOVOTNY; LIPO, 1996). 
Os inversores alimentados por uma fonte de tensão VSI, apresentam uma baixa 
impedância de entrada, pois possuem somente um capacitor em paralelo que ameniza 
o ripple de entrada da tensão CC proveniente do retificador. Este conversor é uma 
fonte ajustável de tensão e frequência, onde a tensão de saída é independente da 
corrente da carga, o que não ocorre no inversor CSI (NOVOTNY; LIPO, 1996). 
O VSI é tipicamente subdividido em duas formas: o inversor de seis pulsos e o inversor 
com modulação por largura de pulso. No caso do inversor VSI de seis pulsos, o 
controle se limita em manter a relação volts/hertz constante. Sofisticadas técnicas de 
controle podem ser implementadas com modulação por largura de pulso para 
minimizar o conteúdo harmônico nas correntes de carga (BOWES; MIDOUN, 1988). 
Um inversor VSI básico pode ser visto na figura 12. 
Figura 12 - Configuração básica de um inversor VSI 
 
Fonte: Novotny; Lipo, (1996, p.10, tradução nossa). 
34 
 
O funcionamento básico do inversor VSI pode ser entendido considerando o inversor 
consistindo de seis chaves ideais mostrados na figura12. Embora seja possível 
energizar o motor com apenas duas chaves acionadas na sequência de uma só vez, 
agora compreende-se que é preferível ter três chaves acionadas em qualquer instante 
uma vez que esta estratégia produz uma tensão de saída mais alta em qualquer 
condição de operação (NOVOTNY; LIPO, 1996). 
Este segundo padrão produz formas de onda de tensão de fase da figura 13 nos 
terminais a, b e c. Os números escritos nos níveis das formas de onda indicam que 
interruptores estão acionados. Esta sequência de comutação está na ordem de 561, 
612, 123, 234, 345, 456, e de volta para a linha 561. As tensões de linhas Vab, Vbc, e 
Vca e fase Vas, Vbs, Vcs tem então suas formas de onda mostradas na figura 13. 
Figura 13 - Formas de onda de tensão de um inversor VSI de seis etapas. 
 
Fonte: Novotny; Lipo, (1996, p.13, adaptado). 
 
35 
 
4.1 VSI COM PWM 
 
O inversor PWM (Pulse Width Modulation, em português Modulação por Largura de 
Pulso) utiliza também uma tensão fixa de alimentação, mas combina controle de 
tensão e controle de frequência dentro do próprio inversor. Neste caso, as chaves 
comutam em alta frequência operando ciclicamente (NOVOTNY; LIPO, 1996). 
Em geral, as técnicas de modulação possuem dois tipos básicos. Aquelas que operam 
a uma razão cíclica fixa à frequência de comutação fundamental e aquelas em que 
razão cíclica varia, em geral senoidalmente, para sintetizar uma corrente de motor 
mais semelhante possível à senoidal (chamada modulação por largura de pulso 
senoidal, o SPWM) (NOVOTNY; LIPO, 1996). 
4.1.1 Bloco de Modulação 
 
O Bloco de modulação varia a amplitude da forma de onda de tensão do motor 
mudando uma ou duas chaves do inversor a uma razão fixa e ajustando os entalhes 
dos pulsos resultantes para controlar a tensão do motor para variar a velocidade. O 
número de pulsos é mantido constante ao longo de uma gama de velocidades pré-
determinadas, embora o número de impulsos possa alterar discretamente em várias 
velocidades indicadas (MURPHY; TURNBAULL, 1988). 
 
4.1.2 SPWM 
 
O objetivo do PWM senoidal é sintetizar tensões do motor para produzir correntes 
mais próximas de senóides, da maneira mais econômica possível. As harmônicas de 
tensão de mais baixa ordem podem ser muito atenuadas. Além disso, o motor agora 
tende a girar muito mais suave em baixa velocidade. Vibrações de torque são 
praticamente eliminadas e as perdas do motor provocadas pelo conversor são 
substancialmente reduzidas (NOVOTNY; LIPO, 1996). 
O método consiste em aproximar uma onda senoidal por formas de onda PWM que 
são geradas pela comparação do sinal senoidal de controle ou referência (Vref) com 
uma portadora triangular ou dente de serra (VPORT), a qual estabelece a frequência de 
chaveamento (FCH) da ponte inversora. A frequência do sinal de controle estabelece 
36 
 
a frequência desejada de saída ou a componente fundamental de excitação do motor 
(BOTÊGA JR, 2000). 
A figura 14 apresenta a forma de obtenção da SPWM em si. Visto que o motor de 
indução do projeto é trifásico, faz-se necessário a geração de um SPWM trifásico, com 
seus sinais complementares, conforme a figura 15. 
Figura 14 - Formação do PWM senoidal 
 
Fonte: Elaborado pelo autor. 
 
Figura 15 - SPWM trifásico 
 
Fonte: Elaborado pelo autor. 
37 
 
Estes seis sinais SPWM têm a finalidade de controlar o estado de condução dos 
semicondutores do módulo inversor, para que a tensão contínua fornecida pela fonte 
CC de alimentação, seja convertida em tensão alternada para alimentar o motor de 
indução trifásico. Com o correto acionamento do módulo inversor, a figura 16 
apresenta a tensão SPWM que alimenta o motor. 
Figura 16 - Sinal SPWM resultante que alimenta o MIT 
 
Fonte: Elaborado pelo autor. 
 
4.1.3 Controle PI 
 
O controle Proporcional-Integral é um método de controle muito utilizado na indústria, 
atribuindo sua popularidade ao seu desempenho robusto, ampla gama de condições 
de funcionamento e a sua simplicidade funcional, que permite sua operação de forma 
simples e direta (National Instruments, 2011). 
A tensão/frequência (variável controlada), toma valores de uma faixa contínua como 
referência (potenciômetro) e atua-se continuamente sobre uma faixa de valores do 
atuado (sistema hardware/Plataforma de desenvolvimento), baseados na resposta do 
sistema através de um transdutor (encoder) e no estabelecimento do erro – o desvio 
entre o valor de referência e o estado atual do sistema. 
O controle proporcional atua no controle do sistema baseado unicamente na amplitude 
do valor do erro, mas não consegue manter a variável controlada fixa na referência, 
pois não elimina o desvio em regime permanente. O controle integral corresponde ao 
somatório dos valores do desvio no tempo de forma a eliminar este erro. Logo, o 
controlador PI permite que a resposta acompanhe os valores de referência com erro 
muito baixo, podendo chegar a zero (BOJOTGE, 2013). A figura 17 exemplifica a 
dinâmica do controle PI. 
 
38 
 
Figura 17 - Controle PI 
 
Fonte: Elaborado pelo autor, 2015. 
 
Este controlador tende a zerar o erro, porém também pode instabilizar o sistema caso 
a ação integral seja muito acentuada. Para isso, vários métodos para estimar os 
valores das constantes do controlador existem (BEZERRA, 2010). 
Um deles é o método de resposta ao degrau, que consiste na resposta direta a um 
degrau de amplitude M na entrada de referência. As características desta resposta 
preenchem a tabela 1 de Sintonia de Ziegler e Nichols, apropriada para este método. 
Tabela 1 - Tabela de Sintonia em malha aberta de Ziegler e Nichols 
 
Fonte: Bezerra, (2010, p.24). 
 
4.1.4 Rampa de Aceleração/Desaceleração 
 
As Rampas de Aceleração e Desaceleração são as características principais dos soft-
starters, equipamento eletrônico capaz de controlar a potência do motor no instante 
da partida, bem como sua frenagem (OLIVEIRA, 2014). 
No soft-starter, para que a partida do motor ocorra suavemente, deve-se parametrizar 
a tensão inicial (Vp) de modo que assuma o menor valor possível, suficiente para 
iniciar a rotação. A partir disso a tensão sobe linearmente segundo um tempo também 
parametrizado (tr) até atingir o valor nominal (OLIVEIRA, 2014). 
39 
 
Na frenagem, a tensão deve ser reduzida instantaneamente a um valor ajustável (Vt) 
em que o motor inicia a redução da rotação. A partir desse ponto, a tensão diminui 
linearmente até a tensão final VZ, quando o motor parar de girar. Nesse instante, a 
tensão é zerada (OLIVEIRA, 2014). Ambas as manobras são apresentadas na figura 
18. 
Figura 18 - Rampas de Aceleração e Desaceleração de um Soft-starter 
 
Fonte: Oliveira, (2014, p.7, adaptado). 
 
40 
 
5 METODOLOGIA E IMPLEMENTAÇÃO 
 
Para otimização do tempo o projeto foi organizado em três pontos fundamentais: 
- Confeccionar um hardware. A partir da definição de componentes e das ligações 
específicas de cada um, montar uma placa de circuito impresso que suporte as 
características do projeto: controle do motor, leitura de referência, leituras de corrente 
e velocidade e identificação de falhas. 
- Adaptar um encoder ao motor de indução e desenvolver o feedback de velocidade. 
- Desenvolver o software para o controle do motor, com leituras de corrente e 
velocidade, filtragem adequada desses sinais, cálculos computacionais para o 
controle específico e programação de estados de segurança para ocorrência de 
falhas. 
Essas três atividades foram desenvolvidas concomitantemente e tal organização foi 
determinante para a conclusão do projeto. 
5.1 O MOTOR 
 
O motor utilizado no projeto é um Motor de Indução Trifásico WEG do tipo gaiola de 
esquilo, dois polos, fabricado em 2007, de posse do Instituto. Na tabela 2 temos os 
dados da placa de identificação do motor. 
Tabela 2 - Dados da placa de identificação do motor 
 
Fonte: Dados de placa do motor - WEG. 
 
 
 
60Hz
Pólos:2 IP55
cosф: 0,73 η: 58,5% Ip/In: 4,2
Motor de Indução Trifásico - Gaiola de Esquilo
kW(cv): 0,12(0,16)
Data: 06 Setembro de 2007 Série: HN92904
Dados do Motor
Categoria: N
Tensão: 220/380 V Corrente: 0,737/0,427 A
Regime de Serviço: S1
Classe de isolamento: B (130°C) RPM: 3400
41 
 
5.2 HARDWARE 
 
5.2.1 O controle 
 
Com o diagrama básico apresentado na figura 1, as etapas do controle definidas são 
apresentadas na figura 19. A leitura da referência ωref dar-se-á pelo potenciômetro, 
que interagindo com a leitura de velocidade traduzida pelo encoder e recebendo 
tratamento do compensador proporcional integral e do controle por rampa de 
aceleração, estabelece uma velocidade a ser imposta ao motor através do controle 
V/Hz traduzido em PWM pelo software modulador e entregue ao módulo inversor. 
Caso este controle exija do motor correntes consideradas inseguras, os sensores de 
corrente indicarão este comportamento e o modulador tomará as decisões cabíveis 
às circunstâncias. No decorrer deste capítulo cada componente e etapa do controle 
será apresentado e discutido. 
Figura 19 - Etapas do controle 
 
Fonte: Acervo do Autor. 
 
 
 
42 
 
5.2.2 Plataforma de desenvolvimento 
 
A plataforma de desenvolvimento utilizada é o microcontrolador STM32F401RET6, 
uma plataforma aberta e de alta conectividade da ST Microelectronics, voltada para o 
acionamento de motores trifásicos, com um excelente equilíbrio entre consumo 
dinâmico de energia e desempenho, possuindo alimentação via USB, linguagem de 
programação C/C++ e compatibilidade com Arduino (ARM MBED, 2014). 
Entre as características mais relevantes ao trabalho, a plataforma da figura 19 possui: 
 Núcleo: ARM Cortex-M4 32 bits à 84 MHz; 
 Memória: 512 KBytes memória Flash, 96 Kbytes de SRAM; 
 Clock: oscilador interno de 32 KHz RC com calibração; 
 Consumo: 146 µA/MHz em operação; 
 Temporizadores: seis de 16 bits, dois de 32 bits até 84 MHz, dois watchdogs; 
 Conectividade: USB 2.0 de alta velocidade 
 Tensão de operação: 7-12 V; 
 Fontes de alimentação: 3,3 V e 5 V. 
 Pinagem: 6 entradas analógicas, 16 entradas/saídas digitais (6 PWM’s) 
Vale ressaltar que a plataforma apresenta duas configurações de pinos: os 
compatíveis com Arduino (outro tipo de plataforma), que compreendem os 
miniheaders, e os pinos do tipo Morpho, pinos macho dos lados externos aos pinos 
do tipo miniheader que, além de dispor de todos os pinos do tipo Arduino, disponibiliza 
mais outros pinos também utilizáveis. Essa característica é explorada na confecção 
do hardware e será discutida posteriormente. 
 
 
 
43 
 
Figura 20 - Plataforma de desenvolvimento STM32F401RET6 
 
Fonte: Acervo do autor. 
 
5.2.3 Módulo Inversor 
 
O IRAMS10UP60B é um módulo inversor de potência integrado de alto desempenho 
desenvolvido para controle de MIT’s, robusto e de considerável isolamento. Atua no 
controle de motores de uma faixa de 0,4 a 0,75 kW (1CV), possuindo como elemento 
principal seu conjunto acionador de IGBT’s com dead time inerente, além de diodos 
de Bootstrap e um resistor shunt interno para monitoramento e proteção de 
sobrecorrente (DATASHEET IRAM10UP60B, 2012). 
Figura 21 – Módulo inversor de potência IRAMS10UP60B 
 
Fonte: International Rectifier 1 (2012, p. 1). 
 
Alimentado por 15 V, o módulo possui capacidade de 10 A à 25°C e frequência 
máxima de operação de 20 kHz. Suporta 600 V nos IGBT’s enquanto dissipa apenas 
27 W de potência em cada. Possui uma tensão de isolamento de 2000 VRMS, saída 
para monitoramento de temperatura e entrada de TRIP (desabilita as entradas de 
44 
 
pulso dos IGBT’s) no caso de sobrecarga, além de tensão de comando dos IGBT’s 
compatível com níveis TTL (DATASHEET IRAM10UP60B, 2012). 
 
5.2.3.1 Conjunto de acionamento IGBT 
 
No conjunto de acionamento dos IGBT’s, vale ressaltar seu circuito simples e robusto 
e a lógica interna para evitar que os transístores complementares entrem em 
condução juntos. Segue na figura 22 a tabela lógica de entrada e saída do módulo 
IGBT. 
Figura 22 - Acionamento IGBT 
 
Fonte: DATASHEET IRAM10UP60B (2012, p. 6). 
 
Na figura 23, o circuito interno apresenta os IGBT’s. A utilização do driver proporciona 
relevante diminuição das perdas do circuito de potência por englobar num único CI 
todos os IGBT’s, diodos anti-paralelos e componentes auxiliares. Aproximando-os e 
diminuindo o percurso da corrente, evita perdas através de conexões, dos condutores 
e por interferências eletromagnéticas (WOOD, 2002). 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
45 
 
Figura 23 - Esquema interno do IRAMS10UP60B 
 
Fonte: DATASHEET IRAM10UP60B (2012, p. 2). 
 
5.2.3.2 Alimentação de Bootstrap 
 
Os IGBT’s são acionados com uma tensão Gate-Source entre 12 e 20 V. Os três 
braços de IGBT’s complementares do driver requerem uma fonte de tensão flutuante 
para fornecer os pulsos no gate do IGBT na parte alta de cada um, pois as referências 
dessas chaves estão flutuando, garantindo assim o funcionamento correto do 
transistor. O circuito de Bootstrap tem por finalidade adaptar a referência de tensão 
para as chaves superiores dos braços de cada conversor meia ponte (WOOD, 2002). 
O resistor RSS limita o pico de corrente sobre o diodo DSS, e o capacitor CSS, quando 
em processo de carga, fornece tensão para os módulos do driver responsáveis pela 
46 
 
ativação das chaves superiores, além de limitar a dissipação de potência na 
resistência interna em série com VCC. O diodo bloqueia a tensão reversa que surge no 
instante em que as chaves inferiores (referenciadas ao terra) entram em corte 
(HARTMANN, R.I.; MUNIZ, M.C., 2007). 
A figura 24 apresenta o gráfico para obtenção do valor do capacitor de Bootstrap 
específico para a frequência de trabalho do programa, segundo o fabricante do 
módulo inversor. Como a frequência de trabalho do nosso projeto é de 7,68 kHz, o 
capacitor escolhido é de 3,3µF. As razões para a utilização desta frequência serão 
apresentadas na seção 5.4.1. 
Figura 24 - Capacitor Bootstrap recomendado para cada Frequência de PWM 
 
Fonte: DATASHEET IRAM10UP60B (2012, p. 13). 
 
Em paralelo com cada capacitor de Bootstrap, o fabricante recomenda que se adicione 
um capacitor de 0,1µF. Recomenda ainda que os capacitores entre os terminais 
VCC/VSS e os terminais de acionamento do motor VC1,2,3/VB1,2,3, a fim de 
proporcionar um bom desacoplamento, se localizem o mais próximo possível dos 
pinos do módulo (WOOD, 2002). 
5.2.3.3 Proteção contra sobrecorrente 
 
A proteção contra sobrecorrente acontece de duas maneiras: via software e via 
hardware. Via software será apresentada no capítulo que segue. Para o hardware, o 
datasheet do módulo inversor recomenda que o circuito de proteção existente deve 
47 
 
desligar o sistema em menos de 10 ms, caso contrário os IGBT’s serão perdidos 
(WOOD, 2002). 
Para o desenvolvimento do circuito de proteção utilizou-se uma característica do 
IRAMS10UP60B: um termistor interno, dispositivo que tem sua resistência variada 
com a variação de temperatura do módulo (DATASHEET IRAM10UP60B, 2012). 
O circuito de sobrecorrente utilizado foi o comparador de tensão da figura 25, onde 
utiliza-se da tensão entre o resistor de 47 kΩ e o termistor interno do módulo de 
potência na porta não-inversora, comparada com a tensão de um potenciômetro na 
porta inversora. Este Trimpot é a referência de tensão, e consequentemente de 
temperatura, para que o módulo de potência opere em condições adequadas. 
Figura 25 - Proteção externa contra sobrecorrente 
 
Fonte: Elaborado pelo autor, 2014. 
 
Na tabela 3 seguem os valores do termistor do módulo em várias faixas de 
temperatura (DATASHEET IRAM10UP60B, 2012). Também estão presentes os 
valores de tensão VLIMIAR que chegam na porta não inversora do amplificador 
operacional nas temperaturas correspondentes. Conforme a configuração do circuito, 
estes valores de tensão são impostos peloTrimpot na porta inversora do comparador 
a fim de estabelecer a referência de temperatura para proteção do sistema. 
 
 
 
 
48 
 
Tabela 3 - Temperatura IGBT x Resistência Termistor x Tensão de terminal Vth 
 
Fonte: Elaborado pelo autor, 2014. 
O comparador de tensão nos fornece uma tensão de 0 a 5 V que indica o nível de 
temperatura do módulo que, comparado ao limiar ajustado pelo Trimpot, resulta numa 
saída também de 0 a 5 V. O nível de tensão ajustado no Trimpot tem a função de 
limitar a temperatura de trabalho do módulo. Caso este valor esteja acima do valor 
lido do pino do módulo, identifica-se que o módulo está numa temperatura de trabalho 
superior a considerada adequada pelo limiar, e então o comparador altera o nível 
lógico entregue ao pino de habilitação do módulo (Enable), passando do nível lógico 
alto para o baixo. Isso faz com que o módulo seja desabilitado, deixando de repassar 
o SPWM em 300 V ao motor, parando-o por inércia. 
A mudança do pino de habilitação para a posição original pelo comparador só ocorrerá 
quando a temperatura de trabalho do módulo inversor voltar ao valor adequado 
referenciado no limiar do Trimpot. 
5.2.4 Sensor Hall 
 
As leituras das correntes necessárias para realimentação do controle são realizadas 
pelos sensores de Efeito Hall posicionados em duas fases entre o módulo de potência 
e o motor de indução, conforme a figura 19. 
A placa utiliza o sensor de corrente linear por efeito Hall ACS712x05B, que possui 
saída de sinal analógica variando linearmente com a corrente. Suporta correntes entre 
±5 A, requerendo apenas 5 V de alimentação e capacitores de filtro. Com uma 
TTHERM 
[°C]
RTHERM 
[Ω]
VLIMIAR 
[V]
RTRIMPOT 
[Ω]
TTHERM 
[°C]
RTHERM 
[Ω]
VLIMIAR 
[V]
RTRIMPOT 
[Ω]
TTHERM 
[°C]
RTHERM 
[Ω]
VLIMIAR 
[V]
RTRIMPOT 
[Ω]
-40 4397119 4,947 529 25 100000 3,401 15986 90 7481 0,687 43134
-35 3088599 4,925 749 30 79222 3,138 18618 95 6337 0,594 44059
-30 2197225 4,895 1047 35 63167 2,867 21331 100 5384 0,514 44861
-25 1581881 4,856 1443 40 50677 2,594 24059 105 4594 0,445 45548
-20 1151037 4,804 1962 45 40904 2,327 26734 110 3934 0,386 46138
-15 846579 4,737 2630 50 33195 2,070 29304 115 3380 0,335 46645
-10 628988 4,652 3476 55 27091 1,828 31718 120 2916 0,292 47079
-5 471632 4,547 4531 60 22224 1,605 33948 125 2522 0,255 47454
0 357012 4,418 5817 65 18322 1,402 35976 130 2190 0,223 47774
5 272500 4,264 7355 70 15184 1,221 37791 135 1907 0,195 48050
10 209710 4,085 9154 75 12635 1,059 39406 140 1665 0,171 48289
15 162651 3,879 11209 80 10566 0,918 40823 145 1459 0,151 48495
20 127080 3,650 13500 85 8873 0,794 42060 150 1282 0,133 48672
49 
 
sensitividade de 185 mV/A e isolamento de 2,1 kVrms, garante uma variação razoável 
na saída e o isolamento da leitura de corrente (DATASHEET ACS712, 2007). 
Para o motor utilizado, com corrente nominal entre ±0,737 A eficazes e ±1,042 A de 
pico, a tensão de saída do módulo hall varia entre os valores de 2,307 V e 2,693 V. 
Essa pouca variação deverá ser compensada com um conversor A/D de maior 
precisão. 
 
5.2.5 Isolamento de sinais com optoacoplador 
 
O HCPL2531 é um optoacoplador de dois canais: contém dois diodos emissores de 
luz e fotodetectores integrados correspondentes. Projetado para aplicações TTL de 
alta velocidade com isolação elétrica entre entrada e saída considerável 
(DATASHEET HCPL 253X, 2008). 
Figura 26 - Circuito interno HCPL 2531 
 
Fonte: FAIRCHILD SEMICONDUCTOR 3, 2008. 
 
Foi alimentado com 5 V devido ao valor já disponível de tensão, mesmo suportando 
até 30 V. É recomendada a utilização de capacitores de desacoplamento entre as 
saídas V01, V02 e a referência de terra para melhor desempenho. Quanto a resistência 
de coletor, para garantir uma corrente de 1,6 mA TTL para o acionamento dos IGBT’s, 
recomenda-se também um valor de 1,9 kΩ (DATASHEET HCPL 253X, 2008). 
A ideia do circuito utilizado para o isolamento dos sinais foi proposta em (LIMJUCO; 
WILHEIM, 20--), adaptado às necessidades do projeto. Segue na figura 27. 
 
 
50 
 
Figura 27 - Circuito de isolamento dos sinais 
 
Fonte: Elaborado pelo autor, 2014. 
 
5.3 ENCODER 
 
Um encoder rotativo converte posição angular em código analógico ou digital. O 
instrumento utilizado no projeto foi o encoder HTR-W2-1024-3-L-5V da Metaltex, um 
encoder rotativo incremental de quadratura que apresenta como saída onda quadrada 
de 5 V de amplitude e 20 mA de corrente. Suportando até 100 KHz, gera 1024 pulsos 
por volta. 
Por ser um encoder de quadratura, é constituído por um disco de duas faixas, que 
contém as áreas alternadas de reflexão e não-reflexão, 90 graus fora de fase (MBED, 
2010). À medida que roda à frente de um par emissor/receptor para cada faixa, produz 
os resultados nos canais de saída A e B. A figura 28 apresenta o detalhe das duas 
faixas de reflexão do encoder e a resposta dos sinais nos canais. 
Com essas duas respostas, caso seja necessário apenas o feedback de velocidade, 
o canal A já é suficiente. Caso o sentido de rotação seja necessário, os dois canais 
são necessários para a leitura dos incrementos, visto que nas duas direções esses 
incrementos são distintos. 
 
 
 
51 
 
Figura 28 - Esquema e resposta de um Encoder rotativo em quadratura 
 
Fonte: MBED (2010, Adaptado). 
 
5.4 SOFTWARE 
 
O fluxograma básico do funcionamento do Software é apresentado na figura 29. O 
tratamento dos programas principais acontece nesta sequência: ao iniciar o inversor, 
todos os parâmetros são carregados e primariamente são realizados a calibração dos 
sensores de corrente e uma leitura da referência de velocidade. Ao longo do 
programa, a velocidade é controlada com base nos valores lidos da velocidade do 
rotor nos valores de corrente das fases do MIT. 
O bloco mais complexo do fluxograma é o bloco “Cálculo do próximo valor de V/Hz a 
ser escrito”, pois compreende o cálculo da diferença de velocidades entre referência 
e motor, a definição do valor a ser inscrito na saída PWM, o controle deste valor e a 
geração de pulsos correspondentes à tensão e frequência definidas. 
 
 
 
52 
 
Figura 29 - Fluxograma básico de organização do programa 
 
Fonte: Elaborado pelo autor, 2015. 
 
5.4.1 Geração de pulsos – PWM Senoidal 
 
Uma maneira prática de gerar uma senóide em programação é utilizando uma tabela 
de senos (BOWLING, 2005). Há como se calcular cada valor do seno precisamente, 
através da comparação entre um sinal senoidal de referência e uma portadora 
triangular, conforme seção 4.1.2. 
A tabela de senos é consultada a cada atualização periódica do programa para definir, 
na saída PWM, valores definidos de duty cycle que descrevem a trajetória de uma 
senóide o mais efetivamente precisa. Para isso há um contador que percorre a tabela 
e retorna seus valores. 
53 
 
Uma tabela de poucos valores proporcionaria uma senóide com efeito de “escada”, 
causando distorção da corrente no motor e maior aquecimento. Uma boa alternativa 
é dividir a frequência máxima de modulação pela máxima frequência de sua portadora 
PWM (BOWLING, 2005). 
Neste projeto, a frequência de operação foi definida a partir da frequência nominal do 
motor e da tabela de senos escolhida, tomando um caminho inverso. Assim, a partir 
da definição, para um vetor de 128 posições e um MIT com frequência de 60 Hz, a 
frequência de trabalho é: 
 Frequênciatrab = 128 × 60 = 7680 Hz (11) 
Logo, a frequência de trabalho de 7680 Hz proporciona, incrementando um passo da 
tabela por período, uma senóide de 60 Hz no motor. O vetor seno e sua disposição 
em uma senóide são visualizados no Anexo I do trabalho. 
Variar a frequência final consiste então na “tradução” da frequência desejada em um 
valor de 0 a 512 (9 bits) e, comparando com a referência 60 Hz, controlar as repetições 
dos valores do vetor de acordo com esse offset, realizandoo condicionamento da 
frequência de saída. O fluxograma da figura 31 descreve o procedimento, tal como a 
equação 12 apresenta como é essa “tradução”. 
 OffsetRef =
Freq desejada × 16bits
Freq trabalho
= 
Freq × 65536
7680
 (12) 
Por exemplo, para se gerar uma senóide de 15 Hz a partir da senóide de referência 
de 60 Hz, faz-se primeiro a tradução destes valores para 9 bits, tendo 512 e 128 suas 
traduções. O 512 é a referência e é armazenado invariavelmente em OFFSETMAX. 
O valor correspondente a 15 Hz, 128, é armazenado nas variáveis OFFSETREF e 
BRAINOFF. Com os valores já definidos guarda-se o valor da posição no vetor seno 
em que o PWM senoidal de encontra. 
Faz-se uma comparação entre os valores de OFFSETMAX e OFFSETREF e, caso o 
primeiro seja maior, a posição do vetor seno é mantida a mesma para a inscrição do 
PWM e o valor de OFFSETREF é atualizado recebendo um incremento com valor da 
tradução contido em BRAINOFF. 
54 
 
Este procedimento é realizado até que a comparação seja válida ou que BRAINOFF 
seja maior que OFFSETMAX. Neste evento, a posição do vetor seno é então 
incrementada. A diferença entre as variáveis comparadas é armazenada em 
OFFSETREF e o processo reinicia. 
A fluxograma da figura 31 apresenta o processo teórico do condicionamento de sinal 
PWM e a figura 30 traz os passos realizados pelo exemplo dado acima para a 
frequência de 15 Hz. 
Figura 30 - Exemplo de condicionamento de senóide PWM 
 
Fonte: Elaborado pelo autor, 2015. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
512<=128 ? Não.
128+128 = 256
60 Hz 512<=256 ? Não.
15 Hz 256+128 = 384
512
128 512<=384 ? Não.
128 384+128 = 512
512<=512 ? Sim.
512-512 = 0
0+128 = 128
PASSO = 1
...
Frequencia máxima
Frequencia de referência
OFFSETMAX
OFFSETREF
BRAINOFF
OffsetRef = OffsetRef + brainoff
OffsetMax <= OffsetRef?
OffsetRef = OffsetRef + brainoff
OffsetMax <= OffsetRef?
OffsetRef = OffsetRef + brainoff
OffsetRef = OffsetRef - OffsetMax
PASSO = 0
PASSO = 0
OffsetMax <= OffsetRef?
Cálculos:
PASSO = 0
OffsetMax <= OffsetRef?
OffsetRef = OffsetRef + brainoff
PASSO = 0
55 
 
 
Figura 31 - Fluxograma de condicionamento da frequência de saída 
 
Fonte: Elaborado pelo autor, 2015. 
 
Pela figura, vê-se que os passos, ou seja, as posições do vetor de senos referentes à 
60 Hz são repetidas quatro vezes, proporcionando um PWM senoidal com um período 
quatro vezes maior que um PWM senoidal de 60 Hz. Logo este PWM senoidal 
corresponderia a uma frequência de 15 Hz. 
56 
 
O trecho do programa correspondente ao fluxograma apresenta-se na linha 236 até a 
linha 267 do Anexo II. 
 
5.4.2 Controle de corrente 
 
O controle de corrente é realizado tanto por software quanto por hardware. Via 
hardware, utiliza-se de uma característica inerente ao módulo inversor: um termistor 
interno que tem sua resistência variada com a temperatura do módulo. 
Via software, o controle atua de duas maneiras: feedback do módulo inversor e por 
leitura direta das correntes de alimentação do motor. 
5.4.2.1 Controle via feedback do módulo inversor 
 
O controle via feedback do módulo atua verificando o status da saída do comparador 
do hardware, responsável pelo controle de corrente, e um controle sem religação do 
sistema, realizando um shutdown caso entre em ação. 
No instante em que o controle de corrente via hardware atua, o status desse processo 
é lido por uma porta da plataforma de desenvolvimento que se encarrega de parar 
todo o programa e levar suas saídas ao status de segurança, ou seja, parando de ler 
as variáveis de monitoramento, cessando as modificações de tensão/frequência e 
levando as saídas não barradas de PWM a zero e as barradas a um. Essa manobra 
garante que o módulo de potência não entregue nenhuma tensão indesejada ao MIT. 
 
5.4.2.2 Controle por leitura das correntes de fase 
 
O controle através das leituras das correntes de fase é um controle reversível até os 
limites de segurança e, caso estes limites sejam excedidos, atua de maneira radical 
como o controle anterior. 
Baseia-se na leitura periódica das correntes de duas fases do MIT, através dos 
sensores Hall, numa frequência cinco vezes maior que o incremento do PWM. Após 
passarem por uma filtragem digital, as leituras das duas fases são monitoradas 
mediante dois limites de corrente, agindo então de três maneiras distintas. 
57 
 
Num primeiro caso, o controle permite que o software funcione perfeitamente até que 
a corrente de uma das fases alcance o limite de 20% acima da corrente nominal 
(1,2xIPICO NOM = 1,2x1,0423 = 1,25 A). Caso exceda o limite anterior, o controle Volt/Hz 
é parado e mantém-se o mesmo valor de tensão e frequência de saída até que a 
corrente volte aos limites de segurança. Se ainda assim a corrente aumentar até 50% 
acima da nominal (1,5xIPICO NOM = 1,5x1,0423 = 1,56 A), o controle executa um 
shutdown no sistema e os mesmos procedimentos do controle anterior são 
executados. A tabela 4 apresenta os limites e procedimentos tomados pelo software 
neste controle. 
Tabela 4 - Ações do controle de corrente via sensores Hall 
 
Fonte: Elaborado pelo autor, 2015. 
 
5.4.3 Feedback de velocidade 
 
O feedback de velocidade ocorre através da leitura do encoder rotativo, que apresenta 
em seus canais de saída a resposta da variação da posição angular na forma de 
incremento de pulsos, em uma proporção de 1024 pulsos por volta, lidos a cada 12,5 
ms. 
Para que haja uma leitura adequada do encoder, é notável que seja feito um 
acoplamento seguro com o eixo do motor. Com o intuito de não inutilizar o lado de 
trabalho do eixo do motor para a utilização de carga futuramente, o encoder foi 
posicionado no outro lado da carcaça, ficando anexado à grade própria do motor. O 
acoplamento do encoder com o MIT é visto nas figuras 32 e 33. 
 
 
 
Leitura de Corrente Ação
I < 1,2xINOM
Funcionamento perfeito. Todas as ações sendo 
executadas.
1,2xINOM < I < 1,5xINOM
Segurança: Incremento/Decremento do Controle 
V/Hz desabilitado
I > 1,5xINOM
Shutdown : parada do programa. Saídas PWM em 
estados de segurança.
58 
 
Figura 32 - Acoplamento MIT/Encoder: vista lateral. 
 
Fonte: Acervo do autor. 
Figura 33 - Acoplamento MIT/Encoder: vista frontal. 
 
Fonte: Acervo do autor. 
 
Como o encoder fornece resposta em pulsos, também sofre ação de ruído. Logo, para 
amenizar esse efeito indesejado nos pulsos do encoder foi desenvolvido um filtro do 
tipo média móvel, onde sempre os quatro últimos valores lidos são armazenados para 
fornecer a média, valor final utilizado pelo software. O trecho do programa responsável 
pela filtragem corresponde às linhas 201 até a linha 224 do Anexo II. 
 
5.4.4 Controle Volt/Hertz 
 
A referência de velocidade para o controle é dada através da leitura de um 
potenciômetro, permitindo o ajuste da referência a qualquer instante no programa, 
determinada em porcentagem. Exemplificando, a margem de referência compreende 
0% (motor parado) até o 100% (velocidade nominal do motor, frequência de 60 Hz). 
Da mesma maneira é a proporção para o controle da tensão: o motor parado 
59 
 
corresponde a nenhuma tensão sendo entregue e, quando a velocidade nominal do 
motor é requerida, 100% de tensão é liberado ao PWM senoidal. 
A atualização permanente de uma referência analógica é uma característica desejável 
e prática ao programa, porém, uma mudança abrupta de parâmetro num pequeno 
intervalo de tempo, proporcionaria uma mudança brusca de pulsos de PWM entregues 
ao módulo de potência e, assim, gerando saltos de tensão indesejáveis entregues ao 
motor. 
O resultado dessas manobras, interagindo com a inércia do rotor, ocasionaria 
arranques e desacelerações bruscas, elevações de corrente e instabilidade à unidade 
(BOSE, 2002). 
Para mitigar tais problemas, o software trata a atualização da velocidade de maneira 
indireta, baseado nas rampas de