tg-rafael-2011

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TRABALHO DE GRADUAÇÃO 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Ilha Solteira - SP 
Novembro de 2011 
 
FEIS – FACULDADE DE ENGENHARIA DE ILHA SOLTEIRA 
 
DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA 
 
CURSO DE ENGENHARIA ELÉTRICA 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
TRABALHO DE GRADUAÇÃO 
 
Projeto e Caracterização de Amplificador de Áudio 
para Aplicações em Atuadores Piezoelétricos 
 
 
 
 
 
 
 
 
PALAVRAS-CHAVE: Amplificadores de Áudio, Atuadores Piezoelétricos 
DISCENTE: Rafael Favaro Quadrado RA: 200525301 
ORIENTADOR: Professor Dr. Cláudio Kitano 
PERÍODO: Dezembro 2010/Novembro 2011 
TOTAL DE HORAS: 120 horas 
 
 
 
 
 
 
Ilha Solteira - SP 
Novembro de 2011 
Agradecimentos 
 
Agradeço a Deus por cada novo dia de minha vida, por minha saúde e família. 
Aos meus pais, Sylvio e Isabel, pelo carinho, apoio, paciência e compreensão 
durante todo o processo de graduação, e em especial, da realização deste trabalho. 
Ao meu orientador Professor Doutor Cláudio Kitano, pela idealização deste 
trabalho, pelas orientações, interesse e paciência. 
Ao professor Doutor Aparecido Augusto de Carvalho por ceder o acesso ao 
laboratório de sensores para a realização dos experimentos práticos, assim como aos seus 
orientados, Luiz Vitti Felão e Mateus Urban, pelo enorme apoio e ajuda no desenvolvimento e 
realização dos testes. 
Aos técnicos do Departamento de Engenharia Elétrica, Aderson e Everaldo, pelo 
fornecimento do material necessário para os testes, e pelo conhecimento técnico 
compartilhado. 
A todas as pessoas que passaram pela minha vida neste período, pelas alegrias, 
pelas risadas, pelo companheirismo, amor e carinho. São coisas pequenas, mas de valor 
inestimável, as quais levarei comigo pelo resto da vida. A todas elas, um muito obrigado! 
A todos os demais professores e amigos que de uma forma ou de outra 
contribuíram para a minha formação profissional e crescimento pessoal. 
 
 
 
 
 
Resumo 
 
Os transdutores piezoelétricos flextensionais foram desenvolvidos a fim de se 
amplificar os deslocamentos da piezocerâmica mesmo quando se opera em tensões elétricas 
relativamente baixas. Um transdutor piezoelétrico flextensional é constituído pela 
piezocerâmica propriamente dita, acoplada a uma estrutura metálica (em geral de alumínio), a 
qual atua como transformador de deslocamento mecânico. Para alimentar estes atuadores, são 
necessários amplificadores que operam na faixa de frequência de áudio, com tensões de 
alimentação inferiores a 100 volts. Neste trabalho são estudados e implementados 
amplificadores de áudio com o objetivo de analisar suas principais características e avaliar 
qual o mais conveniente para testes nestes atuadores. A princípio é projetado, estudado e 
simulado, um circuito amplificador a base de componentes discretos, em seguida são 
analisados circuitos amplificadores baseados em circuitos integrados, em todos os casos os 
fatores de importância observados foram linearidade, baixa distorção e largura de banda. 
Conceitos estudados nos cursos de Eletrônica 1 e 2 da FEIS-Unesp, como o 
projeto de estágios pré-amplificadores a transistor, amplificadores de potência do tipo push-
pull, amplificadores de áudio e amplificadores operacionais, foram empregados. Neste 
sentido, amplificadores de potência compatíveis com amplificadores de áudio foram 
estudados neste trabalho. 
 
Índice Geral 
 
CAPÍTULO 1 – INTRODUÇÃO.....................................................................................................5 
1.1 OBJETIVO...............................................................................................................................6 
1.2 APRESENTAÇÃO DO RELATÓRIO....................................................................................6 
CAPÍTULO 2 - PROJETO DE UM AMPLIFICADOR DE ÁUDIO 
TRANSISTORIZADO........................................................................................................................7 
2.1 ESTÁGIO DE SAÍDA.............................................................................................................7 
2.2 ESTÁGIO DE PRÉ-AMPLIFICAÇÃO.................................................................................25 
2.3 ANÁLISE DO SISTEMA ACOPLADO...............................................................................41 
2.4 CIRCUITO FINAL E SIMULAÇÕES..................................................................................45 
CAPÍTULO 3 - AMPLIFICADORES DE ÁUDIO INTEGRADOS.....................................51 
3.1 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO TRANSISTORIZADO........................................................51 
3.2 O CIRCUITO INTEGRADO LM380....................................................................................52 
3.2.1 O CIRCUITO INTEGRADO LM380N-8................................................................57 
3.2.2 O CIRCUITO INTEGRADO LM380N....................................................................58 
3.3 O CIRCUITO INTEGRADO LM3886..................................................................................59 
3.4 O CIRCUITO INTEGRADO TDA2005................................................................................61 
3.5 O CIRCUITO INTEGRADO TDA7294................................................................................64 
CAPÍTULO 4 – RESULTADOS EXPERIMENTAIS..............................................................67 
4.1 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO TRANSISTORIZADO........................................................67 
4.2 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO COM CIRCUITOS INTEGRADOS...................................69 
4.2.1 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO COM LM380N-8...................................................69 
4.2.2 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO COM LM380N.......................................................71 
4.2.3 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO COM LM3886.......................................................73 
4.2.4 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO COM TDA2005.....................................................74 
4.2.5 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO COM TDA7294.....................................................76 
CAPÍTULO 5 – CONCLUSÃO E SUGESTÃO PARA TRABALHOS FUTUROS.........78 
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS..................................................................................80 
 
 
 
6 
 
CAPÍTULO 1 
INTRODUÇÃO 
 
O efeito piezoelétrico ou piezoeletricidade foi descoberto pelos irmãos Curie em 
1880 e utilizado na prática pela primeira vez por P. Langevin em sonares durante a primeira 
guerra mundial. Langevin utilizou quartzo acoplado a massas metálicas para gerar ultrassom 
na faixa de alguns quilohertz. Após a primeira guerra mundial, devido à dificuldade de se 
excitar transdutores construídos com quartzo, por causa da demanda por alta tensão, iniciou-
se o desenvolvimento de materiais piezoelétricos sintéticos. Estes esforços levaram à 
descoberta, nas décadas de 40 e 50, das cerâmicas piezoelétricas de titanato de bário pela 
antiga URSS e pelo Japão, bem como, das cerâmicas piezoelétricas de titano-zirconato de 
chumbo (PZT’s), pelos EUA. 
O desenvolvimento das cerâmicas piezoelétricas foi revolucionário (CADY, 
1978). Além de apresentarem melhores propriedades que os cristais depois de polarizadas, 
também oferecem geometrias e dimensões flexíveis por serem fabricadas por meio da 
sintetização de pós cerâmicos conformados via prensagem e extrusão. Atualmente as 
cerâmicas piezoelétricas tipo PZT, em suas diversas variações, são os materiais piezoelétricos 
predominantes no mercado. 
Os materiais piezoelétricos apresentam a propriedade de se expandir ou contrair 
quando submetidos a uma diferença de potencial elétrico. Tais materiais são amplamente 
utilizados em atuadores piezoelétricos, com o objetivo de se obter controle preciso de 
deslocamentos microscópios. Porém, os níveis de tensão elétrica necessária para alimentá-los 
costuma ser elevados, exigindo-se amplificadorescom saídas máximas de 300, 400 e 1200 
volts. 
Com o objetivo de superar os problemas associados com as altas tensões, 
transdutores piezoelétricos flextensionais (SILVA et al., 2003) foram desenvolvidos a fim de 
se amplificar os deslocamentos da piezocerâmica mesmo quando se opera em tensões 
elétricas relativamente baixas (inferiores a 100 volts). Um transdutor piezoelétrico 
flextensional é constituído pela piezocerâmica propriamente dita, acoplada a uma estrutura 
metálica (em geral de alumínio), a qual atua como transformador de deslocamento mecânico. 
Para alimentar estes atuadores, são necessários amplificadores que operam na faixa de 
frequência de áudio, com tensões de alimentação de ±33 volts. Conceitos estudados nos 
cursos de Eletrônica 1 e 2 da FEIS-Unesp, como o projeto de estágios pré-amplificadores a 
7 
 
transistor, amplificadores de potência do tipo push-pull, amplificadores de áudio (como 
LM3886) e amplificadores operacionais, podem ser empregados (Sedra, A.S., Smith, K.C., 
2007), (Boylestad, R.L., Nashelsky, L., 2004). 
Neste sentido, amplificadores de potência compatíveis com amplificadores de 
áudio foram estudados neste trabalho. Fatores de importância são linearidade, baixa distorção 
e largura de banda. 
 
1.1 OBJETIVO 
 
 
Este trabalho tem como objetivo, o projeto, simulação, caracterização e 
construção de amplificador de áudio para aplicação em atuadores piezoelétricos 
flextencionais. 
Inicialmente, foi realizado um estudo sobre a teoria de amplificadores a fim de 
analisar qual tipo e classe de amplificador será mais conveniente para a aplicação dos 
atuadores piezoelétricos. Em seguida, foram realizadas simulações do circuito amplificador 
através de softwares, com o intuito de verificar seu comportamento e funcionalidade. A partir 
daí, deu-se início ao processo de construção do circuito, primeiro em protoboard, e depois, 
em placa de circuito impresso e soldagem dos componentes. Características como linearidade, 
rendimento e resposta em frequência foram levantadas. 
 
1.2 APRESENTAÇÃO DO RELATÓRIO 
 
 
Este relatório é constituído por 5 capítulos, incluindo-se este. No capítulo 2 
apresentam-se a descrição e o projeto das etapas de um amplificador de áudio a base de 
componentes discretos. No capítulo 3 estudam-se alguns amplificadores de áudio integrados 
disponíveis no comércio como o LM380, LM3886, TDA2005 e TDA7294. No capítulo 4, são 
descritos os amplificadores implementados em protoboarb ou placas de circuito impresso, 
bem como, os resultados experimentais dos ensaios de linearidade e de resposta em 
frequência. O capítulo 5 contém a conclusão e a sugestão para trabalhos futuros. 
 
 
8 
 
CAPÍTULO 2 
PROJETO DE UM AMPLIFICADOR DE ÁUDIO TRANSISTORIZADO 
 
 
Um amplificador analógico de áudio é um circuito multi-estágios que se estende 
desde a entrada (um microfone, por exemplo) até a saída, a qual, normalmente, está conectada 
a um alto-falante. 
Em geral, um amplificador de áudio básico é constituído pelos estágios de pré-
amplificação de tensão e amplificador de potência. Blocos secundários podem ser 
acrescentados, como equalizadores, controles de tom, volume e crossovers. Neste trabalho, 
contudo, dá-se ênfase ao circuito básico. 
Nas seções a seguir, apresenta-se o projeto de um amplificador de áudio 
transistorizado, com pré-amplificador a base de transistores bipolares de junção e estágio de 
potência classe-AB, dedicado a trabalhar com cargas resistivas de 8Ω. 
 
2.1 ESTÁGIO DE SAÍDA 
 
 
Uma função importante do estágio de saída de um amplificador é realizar o 
acoplamento com uma resistência de saída baixa, de modo a se fornecer o sinal de saída para 
a carga sem queda no seu ganho individual (Sedra, A.S., Smith, K.C., 2007). Na Figura 2.1 
está ilustrado um amplificador de potência em classe-AB, sugerido por (Malvino, A.P., 1997), 
alimentado por uma única fonte de alimentação DC, com valor igual a 30V. 
 
9 
 
 
Figura 2.1 – Estágio de saída do amplificador de áudio. 
 
Em princípio, os transistores encontram-se em configuração push-pull, com 
transistores complementares NPN e PNP. A fim de se reduzir o fenômeno de distorção de 
cruzamento (crossover), recorre-se aos dois diodos inseridos entre as bases dos transistores. 
A função dos resistores R1 e R2 na Figura 2.2a é permitir a passagem de uma 
corrente, IR, pelos diodos D1 e D2, cuja função é manter os transistores QN e QP operando na 
região ativa. Os valores desses resistores, em geral, escolhidos iguais (isto é, R1 = R2) são tais 
que a corrente IR seja muito superior às correntes nas bases de QN e QP, as quais poderão ser 
desprezadas na análise. Contudo, IR não pode ser muito elevada, uma vez que contribuiria 
para o consumo de potência off-line. 
Outra função dos diodos D1 e D2 é proporcionar uma imunidade contra o 
problema de escape térmico (Malvino, A.P., 1997), ou seja, ao círculo vicioso que se origina 
quando os transistores QN e QP conduzem corrente, que provoca aumento na temperatura, que 
provoca aumento na corrente, aumentando mais ainda a temperatura, e assim por diante. O 
resultado do escape térmico seria a destruição dos transistores. 
Como o estágio de saída é o estágio final do amplificador, usualmente se opera 
com sinais de entrada com amplitudes relativamente elevadas (da ordem de dezenas de volts). 
10 
 
Portanto, as aproximações e os modelos para pequenos sinais não são aplicáveis para análise 
de ganho. 
Em amplificadores classe-B, os diodos D1 e D2 estão ausentes, e os resistores R1 e 
R2 são projetados para manter QN e QP cortados, quando em operação DC. Contudo, em 
configuração classe-AB, existe o consumo off-line devido à corrente IR quando o circuito 
opera em DC. Na Figura 2.2a desenha-se o circuito obtido quando os capacitores C3 e C4 da 
Figura 2.1 encontram-se abertos. 
 
 
 (a) (b) 
 
Figura 2.2 – Análise DC do estágio de saída. a) Circuito DC. b) Meios circuitos equivalentes. 
 
Devido à simetria do circuito desenhado na Figura 2.2a, é possível proceder à 
análise DC dividindo-se a estrutura original em duas meias-estruturas equivalentes, como 
mostradas na Figura 2.2b. Devido à estrutura em espelho, a corrente DC de coletor em cada 
11 
 
transistor deve ser igual IR, e contribui para uma pequena redução no rendimento do 
amplificador. 
O valor de corrente IR, pode ser obtido a partir de qualquer um dos semi-circuitos 
como: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.1) 
 
onde considerou-se que a tensão no diodo, a qual é igual a tensão entre a base e emissor de 
cada transistor, fosse igual a 0,7V aproximadamente. 
Na sequência, procede-se à análise AC da estrutura da Figura 2.1. Considera-se 
que a entrada vI seja senoidal, de acordo com: 
 
 (2.2) 
 
sendo V0 a amplitude e ω a frequência. No estudo a seguir, considera-se que o circuito opera 
em regime permanente, dividindo-se a análise em três partes, de acordo com o valor de vI. 
 
a) Para valores de vI = 0 
 
 
O caso vI= 0 não significa que o circuito opera com entrada nula todo o tempo, 
mas sim, que a tensão de entrada está passando pelos instantes tais que ωt = nπ, n inteiro. Esta 
situação encontra-se desenhada na Figura 2.3. 
 
12 
 
 
Figura 2.3 – Estágio de saída para vI = 0. 
 
Esta situação é semelhante ao caso DC mostrado na Figura 2.2, na qual flui uma 
pequena corrente de polarização IR através dos resistores R1 e R2, e dos diodos D1 e D2. 
Considerando-se que os diodos são casados, então vBEN = vEBP. Esta condição obriga QN e QP 
a conduzirem as correntes: 
 
 
 (2.3a)(2.3b) 
 
as quais serão iguais, ou seja, iCN = iCP. 
Então, como a corrente na carga é iL = iCN – iCP, conclui-se que iL = 0 para vI = 0. 
Ou seja, a tensão de saída v0 = RLIL = 0 no instante em que vI = 0. 
Por ação de espelhamento, conclui-se também que os transistores QN e QP 
conduzem uma pequena corrente cujo valor é IR dado por (2.1), isto é, ICN = ICP = IR para vI = 
0. 
Além disso, devido à simetria do circuito neste instante, e considerando-se que os 
transistores são complementares, têm-se que vE = Vcc/2. 
13 
 
Na situação vI = 0, não há sinal aplicado ao amplificador, e assim: 
 
 (2.4a) 
 
 (2.4b) 
 
sendo VBEN e VEBP, tensões DC, e, vben e vebp, tensões AC, que aparecem entre base e emissor 
dos transistores QN e QP, respectivamente. Neste caso, VBEN = VEBP ≈ 0,7V e vben = vebp = 0. 
Deste modo, (2.3a) e (2.3b) conduzem a: 
 
 
 (2.5) 
 
sendo IS a corrente de saturação reversa e VT a tensão térmica, e: 
 
 (2.6) 
 
Além disso, de (2.5): 
 
 (
 
 
) (2.7) 
 
Com isso, aplicando-se a segunda Lei de Kirchhoff à malha de entrada contendo 
QN na Figura 2.3, tem-se: 
 
 
 
 
 (2.8) 
 
sendo VC1 a tensão sobre o capacitor de passagem C1. A partir, daí se obtém: 
 
 
 
 
 (2.9) 
 
no qual vBEN = VBEN ≈ 0,7V. 
 
 
14 
 
Analogamente, para a malha de entrada contendo QP na Figura 2.3, têm-se: 
 
 
 
 
 (2.10) 
 
sendo VCC/2 a tensão sobre o capacitor C2. 
Por outro lado, aplicando a segunda Lei de Kirchhoff à malha de saída na Figura 
2.3, e sabendo-se que v0 = 0 para vI = 0, tem-se: 
 
 
 
 
 (2.11) 
 
b) Para o semi-ciclo positivo de vI 
 
 
Partindo-se do caso (a), no qual vo = 0, aumenta-se vI a partir de zero, conforme a 
função (2.2). Ou seja, considera-se a excursão ao longo do semi-ciclo positivo de vI. Esta 
situação encontra-se retratada na Figura 2.4. 
 
 
Figura 2.4 – Estágio de saída para vI positivo. 
 
15 
 
Pelo circuito, observa-se que (usando (2.9)): 
 
 
 
 
 (2.12) 
 
e assim, a medida que vI aumenta, QN atua como seguidor de emissor, e vo torna-se positivo, 
conforme será visto abaixo. 
Nesta situação, vBEN e vEBP são constituídas por parcelas DC, VBEN e VEBP, e por 
parcelas AC, vben e vebp, porém, como vben << VBEN e vebp << VEBP, ocorre vBEN ≈ VBEN e vEBP 
≈ VEBP. 
Então, aplicando-se a segunda Lei de Kirchhoff à malha contendo QN, e usando 
(2.9) e (2.11): 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.13) 
 
ou seja, para todo vI > 0, ocorre vo = vI. 
Por sua vez, acontece a seguinte relação entre as tensões na entrada da Figura 2.4. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.14) 
 
onde foi usada a definição (2.6). 
A partir das relações entre vBEN e vEBP, e, iCN e iCP, equações (2.3ab) para os 
transistores QN e QP, bem como, da relação (2.7), observa-se que (2.14) pode ser convertida 
em: 
 
16 
 
 (
 
 
) (
 
 
) (
 
 
) 
 
 (
 
 
 ) (
 
 
)
 
 
 
 
 (2.15) 
 
Na relação (2.15) revela-se que, à medida que vI aumenta, QN conduz e iCN 
aumenta. Como IR é constante, dada por (2.1), então, iCP é obrigada a diminuir. Num caso 
extremo, em que vI seja muito elevado, a corrente iCP pode até ser ignorada (relativamente à 
iCN). Ou seja, a corrente de carga iL é conduzida essencialmente por QN, restando a QP 
conduzir a pequena corrente DC dada por IR. 
Também é interessante investigar o comportamento da tensão vCEN e vECP. Para o 
transistor QP na Figura 2.4: 
 
 
 
 
 (2.16) 
 
Tem-se ainda, que: 
 
 (2.17) 
 
e, usando (2.16) em (2.17), em conjunto com VC3 = VCC/2: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.18) 
 
A partir de (2.16) e (2.18), conclui-se que: 
 
 
 
 
 (2.19) 
 
Por outro lado, para o transistor QN, tem-se: 
 
 
17 
 
 (
 
 
 ) 
 
 
 
 
 (2.20) 
 
onde se usou o resultado (2.19). 
Na Figura 2.5 ilustram-se os resultados (2.19) e (2.20), onde se verifica que vCEN + 
vECP = VCC para todo t nos semi-ciclos positivos de vI. 
 
 
Figura 2.5 – Tensões entre coletor e emissor de QN e QP para vI > 0. 
 
c) Para o semi-ciclo negativo de vI 
 
 
Concluído o semi-ciclo positivo estudado em (b), a tensão de saída retorna ao 
ponto vo = 0, quando vI diminui de volta a zero. A seguir, (2.2) entra no semi-ciclo no qual vI 
torna-se negativo. 
Neste caso, ocorre o oposto ao caso (a): a corrente será fornecida por QP, que 
atuará como seguidor de emissor de saída. Assim, mostra-se que, novamente, ocorre vo = vI 
para vI < 0. Além disso, QP conduz uma corrente que aumenta em módulo à medida que vI 
torna-se mais negativa. Por outro lado, as tensões vECP e vCEN têm gráficos semelhantes ao da 
Figura 2.5, porém, deslocados de π radianos para a direita, e multiplicado de -1, nos intervalos 
onde vI < 0. 
18 
 
Em resumo, a estrutura da Figura 2.1 apresenta vo = vI para quaisquer valores de vI 
senoidais, quer sejam positivos ou negativos, sem o problema de distorção de cruzamento. 
Além disso, sempre que vI passa por zero, ocorre vE = VCC/2, e assim, vCEN e vECP 
excurcionam, para baixo e para cima, respectivamente, em torno de VCEN = VECP = VCC/2. 
No caso em que vI > 0, extrai-se, da Figura 2.4, a seguinte relação de tensões no 
circuito de saída contendo QN: 
 
 (2.21) 
 
sendo iCN = ICN + icn, com icn = iL. Assim, usando vCEN = VCEN + vcen, (2.21) torna-se: 
 
 (2.22) 
 
Conforme dito anteriormente, VCEN = VCC/2 e VC3 = VCC/2 e então, (2.22) conduz 
a: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.23) 
 
A corrente de coletor de QN será: 
 
 
 
 
 (2.24) 
 
Porém, da relação vCEN = VCEN + vcen, isola-se vcen e substitui-se em (2.24), 
conduzindo a: 
 
 
( )
 
 (2.25) 
 
A máxima corrente de coletor suprida por QN ocorre quando o transistor satura, e 
é denominado de iCN,max. Quando QN satura, acontece vCEN ≈ 0, e (2.25) torna-se: 
 
19 
 
 
 
 
 (2.26) 
 
O valor ICN corresponde à corrente DC no coletor de QN, e é dada por IR em (2.1). 
Além disso, como VCEN = VCC/2, (2.26) torna-se: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.27) 
 
Por outro lado, o maior valor de vCEN ocorre quando QN corta, e daí, iCN = 0. 
Assim, de (2.25):(2.28) 
 
Uma análise semelhante pode ser aplicada ao caso vI < 0, quando o transistor que 
conduz corrente é essencialmente QP. Contudo, devido à simetria da função de transferência 
do amplificador em classe-AB, isto é, vo = vI, bastaria trocar os sinais dos resultados obtidos 
para vI > 0. 
Como vo = vI, a função na carga é igual a (2.2), e assim, a corrente na carga é dada 
por: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.29) 
 
Esta corrente é constituída essencialmente por iCN, no semi-ciclo positivo de vI, e, 
por iCP, no semi-ciclo negativo de vI. 
A potência instantânea fornecida à carga é: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.30) 
 
enquanto a potência média será: 
 
 
 
 
 ∫ 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.31) 
 
20 
 
Uma exigência no projeto de um estágio de saída é que se forneça a quantidade de 
potência solicitada pela carga, normalmente de baixa resistência, de modo eficiente. Ou seja, a 
potência dissipada nos transistores do estágio de saída deve ser a menor possível. Neste 
sentido, um fator de mérito fundamental do amplificador de potência é o rendimento da 
conversão de potência, definido como: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.32) 
 
De fato, se PD é a potência dissipada nos transistores, então, PF = PD + PL, e assim, 
uma das formas de se aumentar o rendimento é reduzir PF sem, no entanto, diminuir PL. Com 
isto, o aumento de η está diretamente relacionado à redução das perdas PD. 
A potência na carga foi calculada em (2.31). Por outro lado, a potência fornecida 
pela fonte DC pode ser calculada através de: 
 
 (2.33) 
 
sendo IF a corrente média fornecida por VCC. Esta, por sua vez, corresponde ao valor médio da 
corrente iCN dada em (2.24), onde se sabe que ICN = IR, dada em (2.1), e, vcen pode ser obtido a 
partir de (2.23). Por outro lado, a corrente do sinal icn em (2.23) corresponde à corrente na 
carga (iL) para vI > 0, ou seja, para 0 < ωt < π rad. Desta forma, (2.24) torna-se: 
 
 
 
 
 
( )
 
 (2.34) 
 
para 0 < ωt < π rad. Calculando-se o valor médio de iCN, resulta em (usando (2.29)): 
 
 
 
 
 ∫
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.35) 
 
 
 
21 
 
Portanto, substituindo-se (2.35) em (2.33), e usando-se (2.1): 
 
 { 
 
 
 } 
 
 { 
 
 
 
 
 
 } (2.36) 
 
Nos próximos parágrafos, executa-se o cálculo dos parâmetros de desempenho do 
amplificador de potência mostrado na Figura 2.1, considerando-se VCC = 30V, R1 = 4,7kΩ e 
RL = 8Ω, a fim de se fornecer a maior potência à carga. 
Conforme discutido anteriormente, vCEN excursiona para baixo (para vI > 0), até 0 
volts, em torno do ponto VCC/2, enquanto vECP excursiona para cima, até +VCC, em torno de 
VCC/2. Para o caso vI > 0, deduz-se da Figura 2.4 a seguinte relação: 
 
 
 
 
 
 
 (2.37) 
 
Além disso, tem-se que: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.38) 
 
na qual vcen é a parte de vCEN que oscila, para baixo, em torno de VCC/2. 
De forma similar, usando-se (2.16) em, vo = vE – VC3, chega-se a: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
22 
 
 (2.39) 
 
Os resultados (2.38) e (2.39) permitem concluir que a excursão máxima de vo 
corresponde a excursão máxima de vcen e vecp, as partes variáveis no tempo das tensões vCEN e 
vECP em torno de VCC/2. O valor desta excursão máxima é de Vo,max = VCC/2, 
aproximadamente (para o caso ideal). 
Desta forma, adotando-se Vo,max = VCC/2 na expressão (2.29), tem-se que a 
corrente máxima na carga será: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
A potência máxima [usar (2.31)] na carga será: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
A potência máxima fornecida pela fonte [usar (2.36)] será: 
 
 { 
 
 
 
 
 
 } { 
 
 
 
 
 
 } 
 
 
 
O rendimento máximo será obtido a partir de (2.32): 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Finalmente, a potência máxima dissipada nos transistores será: 
 
 
 
 
23 
 
Antes de se encerrar esta seção, procede-se ao cálculo das resistências de entrada 
e de saída do estágio de saída. Para isto, é necessário se estabelecer o circuito equivalente AC 
da Figura 2.1. Conforme foi visto, no semi-ciclo positivo do sinal de entrada, quem conduz a 
corrente AC é o transistor QN, enquanto QP permanece cortado. Desta forma, o circuito 
equivalente AC para vI > 0 corresponde ao desenhado na Figura 2.6a), onde considera-se que 
os capacitores C1 e C3 se comportam como curto-circuitos. 
 
 
 (a) (b) 
 
Figura 2.6 – Circuitos para o cálculo das resistências de entrada e saídas. a) Para vI positivo. 
b) Modelo-T equivalente. 
 
Como foi afirmado no início deste capítulo, para fim de cálculo de compliance de 
saída, potência entregue à carga e rendimento do amplificador de potência, o modelo 
equivalente AC para pequenos sinais não é indicado. Porém para cálculo das resistências de 
entrada e saída, estes ainda são justificáveis (Sedra, A.S., Smith, K.C., 2007). Desta forma, 
tem-se o circuito equivalente AC desenhado na Figura 2.6b, válido para vI > 0. Os elementos 
rd são as resistências dos diodos. Como não há problemas de distorção de cruzamento, este 
modelo também se aplica para o semi-ciclo negativo, para vI < 0. Desta forma, as resistências 
de entrada e saída podem ser determinadas por qualquer um dos dois casos, pois resultam nos 
mesmos valores. 
A resistência de entrada é obtida pela relação entre a tensão e a corrente na 
entrada do circuito da figura 2.6b, sob o ponto de vista da saída do gerador de sinais (vS, RS): 
24 
 
 
 
 
 ( ) (2.40) 
sendo 
 
 
 
 
( ) 
 ( )
 (2.41) 
 
 ( )( ) 
 
O valor da resistência de entrada do transistor, re, depende da corrente de 
polarização de emissor, que neste caso corresponde a IR dado em (2.1), devido ao efeito de 
espelhamento mostrado na Figura 2.2. Também, o valor da resistência dinâmica do diodo D1 é 
rd = re. Assim, procedendo-se ao cálculo tem-se, de (2.1): 
 
 
 
 
 
e, portanto: 
 
 
 
 
 
 
 
 
Os transistores complementares BD135 e BD136 possuem valores de β típico 
igual a 290. Com isto, para uma carga RL = 8Ω, tem-se, de (2.41), que Rb = (290+1)(8+8) = 
4,66kΩ. Daí, aplicando-se (2.40), para rd = 8Ω, obtém-se Ri3 = [4,7k//(4,7k+8+8)]//4,66k ou 
Ri3 = 1,56kΩ. 
Por outro lado, a resistência de saída do circuito da Figura 2.6b, pode ser 
calculada considerando-se que sua saída é alimentada por uma fonte de tensão auxiliar, vg, 
quando as fontes de tensão passivas no circuito são zeradas (Boylestad, R.L., Nashelsky, L., 
2004). Com isto, tem-se o circuito da Figura 2.7, na qual a resistência de saída é dada por Ro 
= vg / ig. 
 
25 
 
 
Figura 2.7 – Circuito para o cálculo da resistência de saída do estágio de potência. 
 
Os sinais das correntes no circuito da Figura 2.7foram adequadamente corrigidos 
para se adequarem a (vg, ig). Analisando o circuito, tem-se: 
 
 [ ( ( ))] 
 
 [ ( ( ))] 
 
( )
 (2.42) 
 
sendo 
 (2.43) 
 
e assim, igualando essas expressões e considerando-se ie = ig, tem-se: 
 
[ ( ( ))] 
 
( )
 (2.44) 
 
A partir daí se extrai que: 
 
 
 
 
 
[ ( ( ))]
( )
 (2.45) 
26 
 
Efetuando-se os cálculos, considerando-se o gerador de sinais utilizado tenha RS = 
50Ω, obtém-se: 
 
 
[ ( ( ))]
( )
 
 
Este valor resultou muito próximo da impedância do alto-falante de carga, RL = 
8Ω, o que permitirá uma máxima transferência de potência. 
 
2.2 ESTÁGIO DE PRÉ-AMPLIFICAÇÃO 
 
 
O estágio de pré-amplificação é responsável por proporcionar ganho de tensão ao 
sinal de entrada, antes de entregá-lo ao amplificador de potência. Na Figura 2.8, ilustra-se a 
configuração utilizada, composta, basicamente, por um estágio emissor-comum em série com 
um estágio coletor-comum. Desta forma, o primeiro estágio confere ganho de tensão ao sinal 
de entrada, enquanto o segundo proporciona um bom acoplamento com o estágio de saída. 
 
 
Figura 2.8 – Estágio de pré-amplificação de tensão. 
 
Na Figura 2.8, vS e RS são a tensão em vazio e resistência interna da fonte de sinal 
na entrada, e, C1, C2, C3, e CE, são capacitores de acoplamento. 
27 
 
A fim de se ajustar o ponto de polarização quiescente do estágio emissor-comum, 
segundo uma configuração ótima, seguiu-se a sugestão de (Sedra, A.S., Smith, K.C., 2007), e 
aplicou-se a “regra do 1/3”, conforme esquematizado na Figura 2.9. Segundo esta regra, usada 
para se dimensionar os resistores de uma configuração polarizada por divisor de tensão, a 
análise DC é realizada de tal forma que a tensão DC da fonte (+VCC) é dividida em três partes 
iguais: uma parte deve ser aplicada ao resistor RC1, outra parte é aplicada na junção coletor-
base do transistor Q3, e, a última parte é aplicada sobre o resistor R21. Além disso, a corrente 
sobre o divisor de tensão, IDT, deve ser igual a 1/10 da corrente no emissor. 
 
 
Figura 2.9 – Circuito para análise DC do amplificador emissor-comum. 
 
Um valor razoável para a corrente no coletor de Q3, é ICQ = 1mA, a qual permite 
se obter um valor baixo para a resistência de entrada de emissor (re3). Isto é bom, pois torma 
um ganho de tensão menos sensível à variações de temperatura. 
O transistor utilizado para Q3 é o 2N3904, que possui β = 200 (valor típico). A 
utilização da rede de polarização por divisão de tensão é estabelecer um ponto de operação 
quiescente que permite uma grande excursão do sinal de saída, bem como, certa imunidade a 
variações em β devido à tolerância do dispositivo, mudanças nos valores de IC ou na 
temperatura. 
Desta forma, aplicando-se a “regra do 1/3”, tem-se que: 
 
28 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.46) 
 
A partir daí, pode-se obter o valor da resistência RC1: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.47) 
 
Como o valor de β é relativamente elevado, pode-se desprezar a corrente de base 
em Q3, relativamente as demais correntes, e se escrever que IEQ ≈ ICQ = 1mA. 
Com isso, a segunda parte da “regra do 1/3” conduz ao valor da corrente IDT: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.48) 
 
Usando-se o valor de VB dado em (2.46), tem-se que a tensão no emissor será: 
 
 (2.49) 
 
a partir da qual, pode-se determinar o valor da resistência RE = RE1 + RE2: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.50) 
 
A corrente de base pode ser calculada a partir de: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.51) 
 
sendo, portanto, 20 vezes inferior ao valor da corrente IDT dada em (2.48). Desta forma, IBQ é 
pequena comparada com IDT, e pode-se usar a aproximação: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.52) 
 
Por outro lado, a tensão VB dada em (2.46) também pode ser dada 
aproximadamente por: 
29 
 
 
 
 
 (2.53) 
 
e, como VCC = 30V, se extrai que: 
 
 
 
 
 ( ) 
 
 
 
 
 (2.54) 
 
onde contou-se com o auxílio de (2.52). Retornando-se com o valor de R21 em (2.52), se 
obtém: 
 
 
 
 
 (2.55) 
 
Com isto, todos os quatro resistores da Figura 2.9 foram determinados. Na 
sequência, verifica-se se estes valores conduzirão a uma boa compliance de saída. Para isto, 
investigam-se as retas de carga do circuito amplificador, e a posição na qual se encontra o 
ponto de polarização quiescente. 
Aplicando-se o teorema de Thévenin ao circuito, à esquerda da base de Q3, na 
Figura 2.9, chega-se ao circuito equivalente mostrado na Figura 2.10, onde VTH e RTH são a 
tensão e resistência de Thévenin, respectivamente. 
 
30 
 
 
Figura 2.10 – Circuito para obtenção da reta de carga DC. 
 
As expressões para VTH e RTH são: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.56a) 
 
 (2.56b) 
 
A partir da malha de entrada da Figura 2.10, tem-se: 
 
 (2.57) 
 
na qual, aplicando a relação entre IBQ e IEQ dada em (2.51), obtém-se: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.58) 
 
confirmando a aproximação usada anteriormente de que IEQ ≈ ICQ = 1mA. Contudo, IEQ 
deveria ser maior que ICQ = 1mA. Isto ocorre devido à aproximação anterior de que IBQ era 
desprezível em relação à IDT. Assim, na verdade, para os valores de resistência obtidos, a 
corrente de coletor deve ser corrigida para: 
31 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.59) 
 
O valor da tensão VCE pode ser obtido a partir da malha de saída na Figura 2.10: 
 
 (2.60) 
 
ou então, para IC = ICQ e IE = IEQ: 
 
 
 
 (2.61) 
 
A reta de carga DC é obtida a partir da equação geral (2.60), e encontra-se 
desenhada na Figura 2.11, onde a corrente máxima de coletor é calculada fazendo-se VCE = 0, 
e IE = IC/α: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.62) 
 
 
Figura 2.11 – Reta de carga DC para o estágio emissor-comum. 
 
32 
 
Entretanto, o ponto de operação quiescente aparentemente não está no meio da 
reta de carga, o que implicaria em que a compliance não é máxima. Porém, para efeito de 
avaliação da compliance, deve avaliar a reta de carga AC, e não a DC. 
A reta de carga AC pode ser obtida a partir do circuito equivalente mostrado na 
Figura 2.12a, que é se obtido a partir do circuito geral mostrado na Figura 2.6 (considerando-
se somente o estágio emissor-comum), curto-circuitando os capacitores de passagem. 
 
 
 (a) (b) 
 
Figura 2.12 – Circuitos para obtenção da reta de carga AC. a) Amplificador operando em 
AC. b) Circuito simplificado. 
 
A resistência RL representa a resistência de carga do circuito emissor-comum, e 
corresponde à impedância de entrada do próximo estágio coletor-comum. Observa-se que 
somente a parcela RE1 da resistênciaRE calculada em (2.50) é utilizada. 
Na Figura 2.12b, aplicou-se o teorema de Thévenin ao lado esquerdo da base de 
Q3 na Figura 2.12a, obtendo-se: 
 
 (2.63a) 
 
 
 
 
 (2.63b) 
 
Por sua vez, a resistência rC é dada por: 
 
33 
 
 (2.64) 
 
A partir da malha de saída na Figura 2.12b, se obtém que: 
 
 ( ) (2.65) 
 
onde foi considerado ie ≈ ic e RE1 << rC, conforme será confirmado adiante. 
Além disso, considerando-se as parcelas DC e AC da corrente total de coletor, e 
usando (2.65), têm-se: 
 
 
 
 
 (2.66) 
 
Por sua vez, a tensão total entre coletor e emissor é: 
 
 (2.67) 
 
a qual, substituída em (2.66), gera: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.68) 
 
que corresponde a reta de carga AC. 
A reta de carga AC corta os eixos nos pontos iC,max e vCE,corte, obtidos fazendo-se 
vCE = 0 e iC = 0 em (2.68), respectivamente. Ou seja: 
 
 
 
 
 (2.69) 
e 
 (2.70) 
 
Admitindo-se que a impedância de entrada do estágio coletor-comum [RL, na 
Figura 2.12a] seja muito elevada, pode-se aproximar rC = RC1//RL ≈ RC1, e assim, 
substituindo-se os parâmetros conhecidos nas equações (2.69) e (2.70), tem-se: 
 
34 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.71a) 
 
 
 
 (2.71b) 
 
Observa-se que a reta de carga AC também passa pelo ponto Q, pois, se iC = ICQ 
em (2.68), tem-se: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.72) 
 
Na Figura 2.13, ilustra-se a reta de carga AC (bem como a reta DC). Como se 
observa agora, o ponto Q está muito próximo do centro da reta de carga AC, permitindo-se 
uma ótima compliance de saída, igual a 21Vpp, aproximadamente. 
 
 
Figura 2.13 – Retas de carga AC e DC para o emissor-comum 
 
O valor do resistor RE1 na Figura 2.8 é determinado a partir do ganho de tensão 
desejado. Para este estágio de entrada, calcula-se o ganho de tensão a partir do modelo-T 
equivalente, com fonte de corrente, de corrente controlada por corrente, conforme desenhado 
na Figura 2.14. 
35 
 
 
Figura 2.14 – Circuito equivalente usando modelo-T. 
 
O valor da resistência de emissor é obtido por: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.73) 
 
A tensão de entrada pode ser determinada a partir de: 
 
 ( ) (2.74) 
 
enquanto que a tensão de saída é: 
 
 ( ) (2.75) 
 
Portanto, o ganho de tensão em vazio, medido em relação à saída do gerador de 
sinais é: 
 
 
 
 
 (2.76) 
 
36 
 
Neste projeto, deseja-se que o pré-amplificador tenha ganho de -100V/V, e assim, 
determina-se RE1 a partir de (2.76) como: 
 
 ( ) 
 ( )
 
 (2.77) 
 
e daí: 
 
 
 ( )
 
 
 
A partir daí, calcula-se o valor da resistência RE2, como: 
 
 (2.78) 
 
Como foi visto na seção anterior, e antes de encerrar, calculam-se agora as 
resistências de entrada (Ri1) e de saída (Ro1) do estágio emissor-comum. Neste tipo de estágio, 
a resistência de entrada não depende da carga, e, a resistência de saída não depende da 
resistência interna do gerador de sinais (Malvino, A.P., 1997). Seus valores são facilmente 
determinados a partir do circuito mostrado na Figura 2.14, e valem (Malvino, A.P., 1997): 
 
 ( )( ) (2.79) 
 
 ( )( ) 
 
 
 
enquanto que: 
 
 (2.80) 
 
Conforme já era esperado para este tipo de configuração, Ri1 e Ro1 são elevados. 
Em particular, o valor elevado de Ro1 sugere a necessidade de utilização de um estágio 
coletor-comum antes do estágio de potência. 
37 
 
Na sequência, projeta-se o estágio em coletor-comum, baseado no ajuste do seu 
ponto de operação quiescente de modo a se maximizar a compliance de saída. Na Figura 2.15, 
ilustra-se o circuito DC desse amplificador. 
 
 
Figura 2.15 – Circuito para análise DC do coletor-comum. 
 
Neste caso, usa-se a seguinte regra prática: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.81) 
 
Um valor razoável pata ICQ ≈ IEQ, tal que a resistência de entrada de emissor (re4) 
resulte pequena, é ICQ = 5mA. Desta forma, (2.81) conduz à VCB = 30/3 = 10V, VB = 2x30/3 = 
20V e IDT = 5m/50 = 100µA. Como β = 500 para o transistor BC547, então, IBQ = ICQ/β = 
5m/500 = 10µA << IDT. 
Os resistores R12 e R22 são determinados por: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.82a) 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.82b) 
 
38 
 
A tensão no emissor é obtida por: 
 
 (2.83) 
 
e daí, calcula-se a tensão entre coletor e emissor: 
 
 (2.84) 
 
Por fim, determina-se o valor de RE3: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.85) 
 
A reta de carga DC é obtida a partir da malha de saída na Figura 2.15: 
 
 (2.86) 
 
a qual conduz a VCE,corte = VCC = 30V e IC,max = VCC/RE3 = 30/3,86k = 7,77mA. Esta reta de 
carga DC está desenhada na Figura 2.16, juntamente com o ponto Q = (VCEQ, ICQ). 
 
 
Figura 2.16 – Retas de carga AC e DC para coletor-comum. 
 
39 
 
Por outro lado, a reta de carga AC, é obtida a partir do circuito desenhado na 
Figura 2.17, sendo RL a impedância de entrada do próximo estágio, e RS a resistência de saída 
do estágio emissor comum anterior. 
 
 
 (a) (b) 
 
Figura 2.17 – Circuitos para obtenção da reta de carga AC. a) Circuito operando em AC. b) 
Circuito simplificado. 
 
Define-se rE na Figura 2.17 como rE = RE3//RL. Além disso, rTH = R12//R22//RS e 
vTH = (R12//R22)vS/(RS+R12//R22). 
A partir da Figura 2.17b, tem-se: 
 
 
 
 
 (2.87) 
 
Como vCE = VCEQ + vce, então, (2.87) conduz a: 
 
 
 ( )
 
 (2.88) 
 
 
 
 
40 
 
Com isto, a corrente total no coletor será: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.89) 
 
a qual corresponde à reta de carga AC. 
Assim, para se desenhar a reta de carga AC, é necessário se calcular o valor de rE 
= RE3//RL. Neste caso, RL corresponde à resistência de entrada do estágio de potência, (2.40), 
ou seja, RL = Ri3 = 1,56kΩ, e assim rE = 3,86//1,56k = 1,11kΩ. 
A partir daí, calculam-se (aproximando-se α = 1): 
 
 
e: 
 
 
 
 
 
 
 
 
A reta de carga AC também está desenhada na Figura 2.16, donde se conclui que 
a compliancede saída será de aproximadamente 16,25Vpp. 
No caso do amplificador coletor-comum, a resistência de entrada depende da 
carga acoplada em sua saída, e, a impedância de entrada depende da resistência de saída do 
estágio que está ligado em sua entrada. No presente problema, dependendem da entrada do 
estágio de potência e da resistência de saída do estágio emissor-comum, respectivamente. 
Essas resistências podem ser calculadas usando-se o modelo-T equivalente para 
pequenos sinais (Sedra, A.S., Smith, K.C., 2007) conforme o desenho da Figura 2.18. 
 
41 
 
 
Figura 2.18 – Circuito equivalente usando modelo-T. 
 
O cálculo da resistência de entrada Ri2 = vI/iI é simples, e encontrada em qualquer 
livro, texto de eletrônica, resultando em (Malvino, A.P., 1997): 
 
 ( )( ) (2.90) 
 
sendo que: 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.91) 
 
Sendo assim, e lembrando-se que β = 500 e RL é dado por (2.40), ou seja, RL = 
1,56kΩ, resulta: 
 
 ( )( ) 
 
 
 
 
 
42 
 
Por outro lado, a resistência de saída é (Malvino, A.P., 1997): 
 
 [ 
 
 
] (2.92) 
 
sendo que RS corresponde a Ro1 dado em (2.80), ou seja, RS = 10k, assim: 
 
 [ 
 
 
] (2.93) 
 
Todos esses valores de resistência de entrada e de saída serão utilizados nas 
próximas seções para o cálculo do ganho total do amplificador de áudio multi-estágios, bem 
como, dos capacitores de acoplamento. 
 
2.3 ANÁLISE DO SISTEMA ACOPLADO 
 
 
Nas seções anteriores, determinou-se o valor das resistências de entrada e de saída 
de cada estágio do amplificador de áudio. A partir desses valores, parte-se para analisar o 
acoplamento entre os diversos estágios: emissor-comum, coletor-comum e estágio de saída. 
Além disso, devem ser calculados os valores mínimos dos capacitores de passagem utilizados 
nos circuitos. 
Na Figura 2.19 apresenta-se o desenho dos estágios acoplados, usando o modelo 
equivalente obtido a partir da resistência de entrada, ganho de tensão e impedância de saída 
(Malvino, A.P., 1997). Também foram desenhadas as fontes de sinal (vS, RS) e a carga (RL). 
Conforme estabelecido pela teoria (Malvino, A.P., 1997), todos os ganhos neste 
modelo são ganhos em vazio. Como foi especificado no projeto, o estágio emissor-comum 
tem ganho de tensão AV1 = -100V/V. Devido ao fato dos dois estágios seguintes serem 
seguidores de emissor, tem-se AV2 = AV3 = 1V/V. Considera-se que o gerador de sinais 
possua RS = 50Ω, e, que a carga seja RL = 8Ω. 
 
43 
 
 
F
ig
u
ra
 2
.1
9
 –
 C
ir
cu
it
o
 e
q
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iv
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i-
es
tá
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p
li
fi
ca
d
o
r 
d
e 
áu
d
io
 c
o
m
p
le
to
. 
44 
 
Supondo-se, em princípio, que todos os capacitores foram bem projetados, eles se 
comportem como curto-circuito dentro da banda de frequência de operação do amplificador 
de áudio. Desta forma, aplicando-se a regra do divisor de tensão a cada estágio da Figura 
2.19, iniciando-se pelo circuito de carga, tem-se: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.94) 
 
Desta forma, o ganho total da estrutura, para um sinal de entrada vI = v1 será: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (2.95) 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ( )( )( ) 
 
 
 
Curiosamente, observa-se que o ganho final da estrutura é bem inferior ao ganho 
de -100V/V original. Isto ocorre porque, no estágio de saída, optou-se por se produzir uma 
resistência de saída Ro3 próxima à resistência de carga, igual à RL = 8Ω. Com isto, ter-se-á 
uma ótima transferência de potência para a carga, porém, o ganho de tensão se reduz em 50%. 
Por isso, desejou-se um ganho elevado na pré-amplificação, já se prevendo que haveria esta 
queda de ganho no estágio de saída, mas mantendo-se a condição para a máxima transferência 
de potência. 
Com isto, então, a compliance de saída prevista na saída do estágio coletor-
comum, igual a 16,25Vpp, deve cair mais de 50%, ou seja, ser inferior a 8Vpp, 
aproximadamente. 
45 
 
Na sequência, procede-se ao cálculo dos capacitores de passagem, C1 a C4 na 
Figura 2.19. Cada um dos quatro estágios nesta figura são redes em atraso, semelhantes entre 
si. Seguindo a regra prática para o cálculo de capacitores de passagem sugerido (Malvino, 
A.P., 1997) tem, por exemplo: 
 
 
 
 ( )
 (2.95) 
 
onde fmin é a menor frequência de operação do circuito. No caso deste trabalho, adotou-se fmin 
= 100Hz. Com isto, usando-se os parâmetros do circuito, tem-se: 
 
 
 
 ( )
 
 
Procedendo-se de maneira similar, calculam-se: 
 
 
 
 ( )
 
 
 ( )
 
 
 
 
 ( )
 
 
 ( )
 
 
 
 
 ( )
 
 
 ( )
 
 
Resta agora projetar o capacitor de desacoplamento de emissor do estágio 
emissor-comum mostrado na Figura 2.8, ou seja, o capacitor CE. Embora não seja difícil se 
deduzir uma expressão para o cálculo deste capacitor, trata-se de um procedimento 
amplamente discutido em livros didáticos (Malvino, A.P., 1997), e assim, apresenta-se 
somente sua fórmula: 
 
 
 
 [ ( 
 
 
)]
 (2.96) 
 
 
46 
 
e assim, calcula-se: 
 
 
 
 [ ( 
 
 )]
 
 
2.4 CIRCUITO FINAL E SIMULAÇÕES 
 
 
Nesta seção, aproximam-se os valores dos parâmetros calculados pelos valores de 
componentes comerciais disponíveis. Na Tabela 2.1, apresenta-se a relação destes 
componentes. 
 
Tabela 2.1 – Valores comerciais adotados. 
 Valor calculado Valor comercial Tolerância Potência 
R11 200kΩ 200kΩ 
±5% 1/8W 
R21 100kΩ 100kΩ 
RC1 10kΩ 10kΩ 
RE1 73,1Ω 100Ω 
RE2 9,23kΩ 9,1kΩ 
R12 100kΩ 100kΩ 
R22 200kΩ 200kΩ 
RE 3,86kΩ 3,9kΩ 
R1 4,7kΩ 4,7kΩ 
R2 4,7kΩ 4,7kΩ 
RL 8Ω 8Ω 
C1 ≥1µF 1µF 
±10% - 
C2 ≥0.23µF 1µF 
C3 ≥10µF 10µF 
C4 ≥984,3µF 1mF 
CE ≥162µF 1mF 
 
Na Figura 2.20, ilustra-se o circuito completo, a ser montado e testado no capítulo 
4. Porém, antes de se partir para a bancada, é conveniente executar a simulação do circuito 
47 
 
usando um software de reconhecida exatidão como, por exemplo, o PSpice. Na Figura 2.21 
apresenta-se o diagrama esquemático gerado no ambiente de projeto do PSpice. Os valores de 
tensão DC obtidos são compatíveis com os previstos no projeto. 
Outra simulação executada foi a medição do ganho de tensão. Adotou-se como 
sinal de entrada uma tensão senoidal com 50mV de amplitude, e 1kHz de frequência. A saída 
obtida foi de 2,8V de amplitude, o que conduz a um ganho igual a -56V\V, superior ao que 
fora previsto (igual a -41,8V\V). A Figura 2.22 ilustra este resultado. 
A simulação final, corresponde a resposta em frequência do amplificador, para 
frequências entre 1Hz e 100MHz. Na Figura 2.23, registra-se o resultado obtido, indicando 
uma largura de banda de -3dB entre 15Hz e 6MHz, bem melhor do que o esperado (sinais de 
áudio estão compreendidos entre 20Hz e 20kHz). 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
48 
 
 
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52 
 
CAPÍTULO 3 
AMPLIFICADORES DE ÁUDIO INTEGRADOS 
 
 
Atualmente, existe disponível no mercado, uma grande variedade de 
amplificadores de potência integrados em CIs. Estes circuitos integrados constituem os 
componentes básicos de qualquer sistema reprodutor de áudio, e são muito populares devido à 
suas vantagens, tais como, simplicidade de montagem, utilização de poucos componentes 
periféricos, pequenas dimensões, grande faixa de saída de potência, poli funcionalidades, 
entre outras. Segundo (Sedra, A.S., Smith, K.C., 2007), a grande maioria consiste em um 
amplificador de alto ganho para pequenos sinais seguido por um estágio de saída classe-AB. 
A seguir, serão descritos neste capítulo, os amplificadores de potências integrados 
estudados neste trabalho. Porém, antes de apresentar os circuitos integrados amplificadores de 
áudio, é interessante ressaltar que estes CIs se baseiam nos amplificadores projetados somente 
com componentes discretos (transistores) discutidos no capítulo 2. Os circuitos de áudio 
integrados atuais agregam, em um só encapsulamento, todo o circuito principal de 
amplificação, incluindo ainda proteções contra aumento excessivo de temperatura e correntes 
de curto-circuito. Desta forma, tem-se em mãos, um dispositivo compacto e de alto grau de 
integração de componentes, tornando-o de simples utilização, pois minimiza desta maneira, a 
quantidade excessiva de componentes periféricos. 
 
3.1 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO TRANSISTORIZADO 
 
 
O amplificador de áudio transistorizado cujo projeto foi demonstrado no capítulo 
2 foi também estudado na prática. O esquemático do circuito é mostrado nas Figuras 2.20 e 
2.21, foi montado em protoboard conforme apresentado na Figura 3.1. Durante a montagem, 
cuidados extras foram tomados para o correto funcionamento do circuito segundo o projeto. 
Uma das funções dos diodos D1 e D2 é a de evitar o fenômeno da corrida térmica e, para tanto, 
devem possuir tensão de limiar Vγ similar à VBE, e devem também ser posicionados bem 
próximos aos transistores Q3 e Q4, pois desta maneira serão afetados pela mesma variação de 
temperatura. Outro aspecto analisado, ainda no estágio de potência, foi a necessidade do uso 
de dissipadores nos transistores Q3 e Q4, sem os quais o fenômeno da corrida térmica ainda 
53 
 
era observado. Como se observa na Figura 3.1, foram montados 2 grupos amplificadores de 
áudio, para se reproduzir sons estereofônicos. Os resultados serão apresentados no capítulo 
seguinte. 
 
 
Figura 3.1 – Circuito amplificador transistorizado montado em protoboarb. 
 
3.2 O CIRCUITO INTEGRADO LM380 
 
 
O circuito integrado LM380 (CATÁLOGO do circuito integrado LM380) é um 
amplificador de potência de áudio voltado para aplicações para consumidores. Contém um 
ganho fixo interno de 50 (34dB) e uma saída a qual se centra automaticamente à metade da 
tensão de alimentação. O estágio de entrada permite que as entradas possam ser referidas à 
terra ou em acoplamento AC, conforme o requerido pelo projeto. O estágio de saída do 
LM380 é protegido tanto por um limitador de corrente de curto-circuito, como por um circuito 
de desligamento térmico. Tudo isso internamente ao CI oferece vantagens que resultam na 
mínima utilização de componentes externos para aplicações de áudio. Este CI está disponível 
no mercado de duas formas: LM380N-8 e LM380N, sendo que as duas modalidades foram 
estudadas e serão apresentadas a seguir. 
No livro de Sedra & Smith, 2007, o CI LM380 é discutido sucintamente em 
termos de ganho de tensão. Na Figura 3.2 encontra-se o circuito integrado interno 
simplificado deste CI. 
54 
 
 
Figura 3.2 – Circuito interno simplificado do LM380. 
 
Neste circuito, o pré-amplificador de entrada é dado por Q3 e Q4 na forma de 
amplificador diferencial (com transistores PNP). Os transistores Q1 e Q2 atuam como 
seguidores de tensão, reforçando o sinal de entrada, bem como, aumentando a impedância de 
entrada do CI. Os resistores R4 e R5 fornecem um caminho DC, para as correntes de base de 
Q1 e Q2, para terra, permitindo que as fontes de sinal, Iin
-
 e Iin
+
 na entrada, sejam acopladas 
capacitivamente aos terminais de entrada. A função do resistor R3 ficará clara mais adiante. 
O amplificador diferencial (Q3, Q4) tem uma carga ativa (Q5, Q6) na forma de 
espelho de corrente. Sua função é proporcionar um elevado ganho de tensão ao amplificador 
diferencial. 
O sinal de tensão unipolar, no coletor de Q4 (ou de Q6) é aplicado à base do 
amplificador em emissor comum Q12. Este é um amplificador inversor cujo ganho de tensão 
será designado -A. Os transistores (Q10, Q11) atuam como fonte de corrente (espelho) para 
polarizar Q12, e também atuam como carga ativa para este amplificador emissor-comum. Com 
isso, o valor de A também deve ser elevado. 
55 
 
Um estágio de saída classe-AB é constituído pelos transistores Q7, e, (Q8, Q9) (em 
configuração Darlington). Os diodos D1 e D2 proporcional imunidade ao problema de 
crossover, e, os pequenos resistores R6 e R7 auxiliam a tornar o par Q7 e (Q8, Q9) a se 
comportar como transistores complementares. Isto também proporciona uma útil 
realimentação, reduzindo-se o problema da corrida térmica. 
O capacitor C entre o coletor e a base de Q12 provê a compensação em frequência, 
de forma que a resposta em frequência do sistema em malha-aberta tenha declividade de 
-20dB/década ao longo da sua banda de passagem (exceto para frequências próximas à DC). 
O resistor de realimentação negativa R2 proporcionará um ganho estável na saída do CI, como 
ocorre no caso dos amplificadores operacionais (Sedra, A.S., Smith, K.C., 2007). 
A análise DC do sistema é realizada abrindo-se todos os capacitores no circuito. 
Devido à simetria do circuito de entrada formado por Q1, Q2, Q3, Q4, R4 e R5, ocorre uma 
igualdade I3 = I4 nas correntes de emissor do par diferencial (Q3, Q4), tornando nula a corrente 
no resistor R3, ou seja, IR3 = 0. Por consequência, o mesmo ocorre para as correntes de coletor 
de (Q3, Q4), as quais podem ser aproximadas por I3 = I4. Isto também satisfaz a operação do 
espelho (Q5, Q6). 
Como a corrente de base de Q1, IB1, é pequena, bem como a resistência R4, então, 
pode-se aproximar R4IB1 ≈ 0. Sendo I3 a corrente de emissor de Q3, tem-se: 
 
 
 
 
 
 
 
 (3.1) 
 
De forma semelhante, R5IB2 ≈ 0 e: 
 
 
 
 
 
 
 
 (3.2) 
 
Como se observa, em DC R1 = 2R2 = 50Ω, e, como I3 = I4, conclui-se de (3.1) e 
(3.2) que: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Portanto, o ponto de polarização quiescente na saída é VO = VS/2, o qual 
proporciona uma compliance igual a VS volts de pico-a-pico. 
56 
 
A realimentação DC da saída VO, para o emissor de Q4 através de R2, é tal que, se 
VO tentar aumentar (por alguma razão), então, I4 aumenta (devido à (3.2)), VCE6 aumenta (por 
efeito Early), VBE12 aumenta (por consequência), IC12 aumenta (devida à relação iC x vBE no 
transistor), e daí, VCE11 aumenta (por efeito Early e porque as correntes de coletor de Q11 e 
Q12 são aproximadamente iguais). Por conta disso, a tensão na base de Q7, VB7 = VS – VCE11 
cai e, portanto, VO diminui, compensando a tentativa de aumento inicial. O mesmo se aplica 
se VO tentar diminuir. Consequentemente, o ponto DC da tensão de saída (VO) permanece 
bastante estável. 
Na sequência, procede-se a análise AC, a fim de se determinar o ganho de tensão. 
Para isto, conta-se com o auxílio da Figura 3.3 a seguir. Todos os capacitores de passagem 
encontram-se curto-circuitados. A entrada (vi) é unipolar, aplicada à base do transistor Q1 (a 
base de Q2 está aterrada).Os círculos contêm a numeração da sequência de análise: 
 
 
Figura 3.3 – Circuito para análise AC. 
 
 
57 
 
(1) Admite-se que a tensão na base de Q3 seja igual a vi devido ao seguidor de 
tensão Q1. 
(2) Por motivo similar, a tensão no coletor de Q3 é vi. 
(3) A base de Q2 está com 0V. 
(4) A base de Q4 está com 0V, devido ao seguidor de tensão Q2. 
(5) O coletor de Q4 está com 0V (terra) pois este se comporta como seguidor. 
(6) A corrente em R3 é vi/R3. 
(7) A corrente em R1/2 é vi/(R1/2) ≈ 0, pois R1/2 >> R3. Portanto, toda corrente 
por Q3 segue para o resistor R3. 
(8) A tensão AC de saída é vO. 
(9) A corrente através de R2 é vO/R2. 
(10) A soma das correntes por R2 e R3 resulta na corrente de Q4, igual a vi/R3 + 
vO/R2. 
(11) A corrente no coletor de Q3 é aproximadamente igual a sua corrente de 
emissor, vi/R3 (que circula por R3). 
(12) Desprezando-se a corrente de base de Q6, e, admitindo-se que Q5 se 
comporte como diodo, a corrente neste ultimo é vi/3. 
(13) Por espelhamento, a corrente no emissor de Q6 é vi/R3. 
(14) Desprezando-se a corrente de base de Q6, aproxima-se sua corrente de 
coletor por vi/R3. 
(15) Admitindo-se que o ganho (-A) do estágio emissor comum seja muito 
elevado, então, sua tensão de entrada é vO/(-A) ≈ 0V. 
(16) Além disso, admitindo-se que sua impedância de entrada é muito grande, 
sua corrente de entrada é aproximadamente nula. Por causa disso, no coletor 
de Q6: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 (3.3) 
 
A partir daí, obtém-se uma aproximação para o ganho de tensão do CI: 
 
 
 
 
 
 
 
 
58 
 
3.2.1 O CIRCUITO INTEGRADO LM380N-8 
 
 
O LM380N-8 é um CI fabricado pela National Semiconductor com 
encapsulamento DIP-8 de 8 pinos, e sua pinagem é mostrada na Figura 3.4. O circuito 
montado para o estudo foi extraído de (MIKE MARTELL), e seu esquemático é ilustrado na 
Figura 3.5. Por fim, a Figura 3.6 mostra o circuito final montado na placa de circuito 
impresso. 
 
 
 (a) (b) 
 
Figura 3.4 – Circuito integrado LM380N-8. a) Encapsulamento DIP-8. 
b) Pinagem do dispositivo 
 
 
Figura 3.5 – Esquemático do circuito amplificador. 
59 
 
 
Figura 3.6 – Placa de circuito impresso do circuito amplificador. 
 
3.2.2 O CIRCUITO INTEGRADO LM380N 
 
 
A outra versão do LM380N encontrada do mercado é um CI com encapsulamento 
DIP-14 de 14 pinos, e sua pinagem é mostrada na Figura 3.7. Da mesma forma, o circuito 
montado para o estudo foi extraído de (MIKE MARTELL), e seu esquemático é ilustrado na 
Figura 3.8. Já a Figura 3.9 mostra o circuito final montado na placa de circuito impresso na 
configuração estéreo, ou seja, dois canais de áudio, o que significa dois circuitos como 
mostrados na figura 3.8 funcionando em paralelo. 
 
 
 (a) (b) 
 
Figura 3.7 – Circuito integrado LM380N. a) Encapsulamento DIP-14. 
b) Pinagem do dispositivo. 
60 
 
 
Figura 3.8 – Esquemático do circuito amplificador. 
 
 
Figura 3.9 – Placa de circuito impresso do circuito amplificador. 
 
3.3 O CIRCUITO INTEGRADO LM3886 
 
 
O circuito integrado LM3886, é um amplificador de potência de áudio de alto 
desempenho da National Semiconductor capaz de fornecer uma potência média de 68W à 
uma carga de 4Ω, e 38W à uma carga de 8Ω, com uma taxa de distorção harmônica de 0,1%. 
Este CI conta com um circuito de proteção contra picos instantâneos de temperatura, o que o 
coloca em uma classe acima dos amplificadores discretos e híbridos, provendo uma operação 
segura e dinamicamente protegida. Isto significa que o CI é completamente protegido na saída 
61 
 
contra sobretensões, subtensões, sobrecarga, corrida térmica e picos instantâneos de 
temperatura. Este dispositivo mantém uma excelente taxa de sinal-ruído, maior de 92dB, com 
um típico patamar de baixo ruído de 2µV, e é conhecido por sua excelente linearidade. 
Fabricado em um encapsulamento TA11B de 11 pinos, o LM3886 é ilustrado na 
Figura 3.10. Assim, diferentemente do estudo dos CIs anteriores, seguiu-se a sugestão do 
fabricante (CATÁLOGO do circuito integrado LM3886) para a montagem do circuito. Seu 
esquemático é apresentado na Figura 3.11. Para seu funcionamento fez-se necessário uma 
fonte de alimentação simétrica de ±24V, construída pelo autor com um trafo de tap central 
±24V, seguido de uma ponte de diodos retificadora. Finalmente, é mostrada na Figura 3.12, a 
placa de circuito impresso do circuito amplificador implementado. 
 
 
 (a) (b) 
 
Figura 3.10 – Circuito integrado LM3886. a) Encapsulamento TA11B. b) Pinagem do 
dispositivo. 
 
62 
 
 
Figura 3.11 – Esquemático do circuito amplificador. 
 
 
Figura 3.12 – Placa de circuito impresso do circuito amplificador. 
 
3.4 O CIRCUITO INTEGRADO TDA2005 
 
 
O circuito integrado TDA2005, é um amplificador de potência de áudio dual da 
ST Microelectronics em um encapsulamento Multiwatt11 de 11 pinos, ilustrado na Figura 
3.13, especificamente designado para aplicações de rádios para automóveis. Este dispositivo é 
capaz de fornecer uma alta capacidade de corrente (acima de 3,5A) e pode ser usado com 
63 
 
cargas de muito baixa impedância (abaixo de 1,6Ω nas aplicações em estéreo) obtendo-se 
uma potência de saída de mais de 20W (na configuração em ponte). 
O circuito estudado com este CI foi o circuito na configuração de amplificador em 
ponte, sugerido pelo fabricante (CATÁLOGO do circuito integrado TDA2005), e seu 
esquemático é mostrado conforme a Figura 3.14. 
Segundo (Sedra, A.S., Smith, K.C., 2007), na configuração de amplificador em 
ponte utiliza-se de dois amplificadores de potência, A1 e A2. Enquanto A1 é conectado na 
configuração não inversora, A2, por outro lado, é conectado na configuração inversora com 
um ganho de igual valor ao ganho projetado em A1. A Carga RL fica flutuando (não é 
aterrada) e é conectada entre os terminais de saída dos dois amplificadores. Supondo que os 
amplificadores estejam sendo alimentados com uma alimentação de ± 15 V, são capazes, 
desta forma, de fornecer algo em torno de ± 12 V de excursão na saída. Com isso, a carga terá 
uma excursão de ± 24 V (na saída do amplificador em ponte). Por este motivo, esta 
configuração é muito comum nas aplicações de alta potência. 
O circuito em ponte montado pelo autor em placa de circuito impresso é mostrado 
conforme a foto na Figura 3.15. 
 
 
 (a) (b) 
 
Figura 3.13 – Circuito integrado TDA2005. a) Encapsulamento Multiwatt 11. b) Pinagem do 
dispositivo. 
 
 
 
 
 
64 
 
 
 
 
Figura 3.14 – Esquemático do circuito amplificador. 
 
 
 
Figura 3.15 – Placa de circuito impresso do circuito amplificador em ponte. 
 
 
65 
 
3.4 O CIRCUITO INTEGRADO TDA7294 
 
 
Finaliza-se o estudo de amplificadores de áudio com a montagem completa de um 
amplificador utilizando o circuito integrado TDA7294 da ST Microelectronics. Este 
dispositivo é um circuito integrado monolítico fabricado em um encapsulamento Multiwatt15 
de 15 pinos, como mostrado na Figura 3.16. 
 
 
 (a) (b) 
 
Figura 3.16 – Circuito integrado TDA7294. a) Encapsulamento Multiwatt15. b) Pinagem do 
dispositivo. 
 
É projetado para o uso como amplificador classe-AB em aplicações Hi-Fi, como 
Home Stereo. Graças à sua ampla faixa de tensão (±40V), e sua capacidade de fornecer alta 
corrente na saída, este CI está apto à alimentar a mais alta potência, tanto parauma carga de 
4Ω quanto para uma carga de 8Ω, mesmo na presença de uma fonte de alimentação 
pobremente regulada. 
O TDA7294 é muito conhecido por hobbistas, e seus diversos projetos podem ser 
encontrados por toda a Web. Porém, assim como o estudo dos CIs anteriores, a construção do 
amplificador utilizando-se deste CI é baseada no seu respectivo datasheet, onde se podem 
adquirir, de maneira mais confiável, informações a respeito deste dispositivo. Desta forma, 
seguiu-se a sugestão dada pelo fabricante (CATÁLOGO do circuito integrado TDA7294) e 
partiu-se para a descrição do circuito esquemático, ilustrado na Figura 3.17. 
66 
 
 
Figura 3.17 – Esquemático do circuito amplificador. 
 
Para o pleno e correto funcionamento deste circuito, faz-se necessário à utilização 
de uma fonte de alimentação simétrica. O projeto desta fonte foi extraído de (TONI, 2009), e 
utiliza-se de um transformador +24V - 24V, 3A, com tap central em 0V, que após a 
retificação, através de uma ponte de diodos, e, da passagem pelo banco de capacitores de 
controle de ripple, obtém-se na saída da fonte uma tensão simétrica de ±33V, conforme 
mostrado na Figura 3.18. 
 
 
Figura 3.18 – Fonte de alimentação simétrica ±33V. 
67 
 
O produto final do amplificador de potência de áudio implementado pelo autor 
deste relatório é apresentado conforme a foto na Figura 3.19. 
 
 
Figura 3.19 – Amplificador de potência com TDA7294. 
 
Todos os circuitos, placas, fontes e gabinetes foram adquiridos e montados pelo 
autor com recursos próprios e testados nos laboratórios da FEIS, conforme se descreve no 
próximo capítulo. 
 
 
 
68 
 
CAPÍTULO 4 
RESULTADOS EXPERIMENTAIS 
 
 
No capítulo anterior foram apresentados os circuitos amplificadores de áudio 
estudados neste trabalho, assim como, uma breve introdução de suas características de 
construção e funcionamento. Neste novo capítulo serão apresentados os resultados das 
medições realizadas, como também, a validade destes perante o datasheet de cada CI. Esses 
resultados levam em conta a análise do ganho, largura de banda e linearidade de cada 
amplificador estudado. 
Para os testes de bancada os instrumentos utilizados para a realização destes 
experimentos foram: Osciloscópio digital, gerador de funções, fonte DC, cabos e pontas de 
provas. 
 
4.1 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO TRANSISTORIZADO 
 
 
As Figuras 4.1 e 4.2 mostram, respectivamente, os resultados das medições de 
varredura em frequência e de linearidade realizados em laboratório com o circuito 
amplificador transistorizado da Figura 2.20 com uma carga de 8 ohms. 
 
 
Figura 4.1 – Varredura em frequência do circuito amplificador transistorizado. 
69 
 
 
Figura 4.2 – Teste de linearidade do circuito amplificador transistorizado. 
 
Desta forma, pode-se montar um quadro comparativo como mostrado na Tabela 
4.1. 
 
Tabela 4.1 – Quadro comparativo dos valores medidos com os do fabricante. 
 Valor teórico Valor simulado Valor medido 
Ganho (V/V) 41,8 56 40 
Largura de banda (Hz) 100 – 100M 15 – 6M 40 – 180k 
 
Como visto anteriormente, a simulação deste circuito amplificador resultou em 
um ganho de 56V/V, bem melhor do esperado de 41,8V/V. Porém na prática este valor volta a 
ser próximo do valor teórico, resultando em um ganho total de 40V/V, pois os componentes 
não são ideais, apresentam perdas, além de possuírem uma margem de tolerância fazendo com 
que o componente não tenha o valor exato, mas sim próximo à aquele especificado. 
Com respeito à largura de banda, observa-se que na prática obteve-se uma faixa 
de 40Hz – 180kHz. O valor de máximo é bastante inferior aos valores teóricos e simulados, 
sendo que este “erro” de medição pode ser devido às capacitâncias dos cabos coaxias 
presentes das pontas de prova do osciloscópio. Assim, a realização das medições com outras 
pontas de prova podem levar a resultados diferentes. Este fenômeno será observado também 
nos resultados dos amplificadores seguintes. 
Para o bom funcionamento do circuito, foi constatado em bancada que os sinais de 
entrada devem ser inferiores à 200mVpp, (ver Figura 4.2) para que não haja distorção na saída 
70 
 
do mesmo. Com isto, constata-se que a compliance de saída é (200mVpp x 40V/V = 8Vpp), 
conforme havia sido previsto. 
 
4.2 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO COM CIRCUITOS INTEGRADOS 
 
 
Diferentemente dos amplificadores transistorizados descritos no capítulo 2, a 
simulação dos circuitos amplificadores baseados em circuitos integrados, através de softwares 
como PSpice, torna-se impossibilitada devido ao fato de que suas informações de projeto do 
circuito interno não são divulgadas por seus respectivos fabricantes. Deste modo, analisam-se 
os resultados obtidos de cada CI verificando e, desta forma, investiga-se se a prática atinge as 
expectativas do datasheet. 
 
4.2.1 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO COM LM380N-8 
 
 
As Figuras 4.3 e 4.4 mostram respectivamente, os resultados das medições de 
varredura em frequência e de linearidade realizados em laboratório com o circuito 
amplificador utilizando o LM380N-8 com uma carga de 8 ohms. 
 
 
Figura 4.3 – Varredura em frequência do circuito amplificador com LM380N-8. 
71 
 
 
Figura 4.4 – Teste de linearidade do circuito amplificador com LM380N-8. 
 
Desta forma, pode-se montar um quadro comparativo como mostrado na Tabela 
4.2. 
 
Tabela 4.2 – Quadro comparativo dos valores medidos com os do fabricante. 
 Valor datasheet Valor medido 
Ganho (V/V) 40 - 60 50 
Largura de banda (Hz) 100k 29,75k 
 
 
Como foi observado na análise do amplificador transistorizado no capítulo 2, a 
medição da largura de banda é novamente afetada pela capacitância da ponta de prova do 
osciloscópio. O ganho então, que deveria cair de -3dB em 100kHz, acaba por cair antes na 
frequência de 30kHz. Além disso, vale lembrar que este circuito foi baseado conforme (MIKE 
MARTELL), e não segundo a sugestão do fabricante, o que leva a um funcionamento 
diferenciado na operação do CI. Pode-se observar também que, ao contrário do que mostra o 
datasheet, este CI não responde bem a baixas frequências, superando -3dB somente em 
250Hz, totalizando em uma largura de banda de 29,75kHz. 
Com respeito à linearidade deste amplificador é seguro dizer que pode ser 
utilizado com sinais de entrada inferiores a 150mVpp com alimentação de 12V, para que se 
tenha deste modo uma reprodução fiel e com o mínimo de distorção. Segundo o fabricante o 
72 
 
sinal de entrada poderá variar de ±500mVp com uma alimentação de 22V, o que ampliaria 
assim a faixa de linearidade, aumentando desta forma a faixa de operação do amplificador. 
 
4.2.2 AMPLIFICADOR DE ÁUDIO COM LM380N 
 
 
As Figuras 4.5 e 4.6 mostram, respectivamente, os resultados das medições de 
varredura em frequência e de linearidade realizados em laboratório com o circuito 
amplificador utilizando o LM380N com uma carga de 8 ohms. 
 
 
Figura 4.5 – Varredura em frequência do circuito amplificador com LM380N. 
 
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Figura 4.6 – Teste de linearidade do circuito amplificador com LM380N-8. 
 
Desta forma, pode-se montar um quadro comparativo como mostrado na Tabela 
4.3. 
 
Tabela 4.3 – Quadro comparativo dos valores medidos com os do fabricante. 
 Valor datasheet Valor medido 
Ganho (V/V) 40 - 60 50 
Largura de banda (Hz) 100k 400k 
 
 
Através da medição deste amplificador pode-se perceber que, apesar de 
compartilhar do mesmo datasheet, este outro circuito mostra uma clara diferença de operação 
do LM380N-8. Medindo-se as frequências com ganho de -3dB em 90Hz e em 400kHz, 
devido à capacitância da ponta de prova do osciloscópio, tem-se no total uma largura de 
banda de praticamente 400kHz. 
Como, neste caso, o dispositivo foi alimentado com 5V, o sinal de entrada se 
limita a 60mVpp para o funcionamento linear do amplificador, podendo chegar a ±500mVp se 
sua alimentação chegar a 22V. 
 
 
 
 
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4.2.3 AMPLIFICADOR