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Sistemas de alimentaçãoSistemas de alimentação
Fontes primárias de Corrente Alternada (CA)
Fontes 
primárias 
Frequência
Européia 50Hz Européia 50Hz 
Amer./Jap. 60, 50Hz
Universal 50-60Hz
Aviação 400Hz
 
 
Fontes primárias de Corrente Alternada (CA)
ncia Tensão 
50Hz 220, 230V (175-265V) 50Hz 220, 230V (175-265V) 
60, 50Hz 110, 100V (85-135V) 
60Hz 110-230V (85-265V) 
400Hz 115V (80-165V) 
 
Sistema de alimentação com reguladores 
lineares
☺ Poucos componentes.
☺ Robustos
☺ Não geram EMI e RFI
Sistema de alimentação com reguladores 
lineares
LPesados e volumosos
L Baixo rendimento
Comparação entre fontes lineares e chaveadas
Chaveada
Relação 
Potência/Peso
30 a 300W/kg
Potência/Peso
Relação 
Potência/Volume
50 a 300W/l
“Ripple”da tensão de 
saída
1%
EMC Importante
Rendimento 65 a 90%
Comparação entre fontes lineares e chaveadas
Chaveada Linear
30 a 300W/kg 10 a 30W/kg
50 a 300W/l 20 a 50W/l
0,1% 
Importante Desprezíveis
65 a 90% 35 a 55%
Revisão dos conversores c.c./c.c
Conversores sem isolamento
1.Buck
2.Boost
3.Buck-Boost
Conversores com isolamento
1.Flyback
2.Duplo Flyback
3.Forward
4.Duplo Forward
Revisão dos conversores c.c./c.c
isolamento elétrico:
isolamento elétrico:
Revisão de Fundamentos de Circuitos
Como calcular a relação entre
Vamos recordar as propriedades
circuitos elétricos em regime permanente
• A tensão média em indutor é nula
• A corrente média em um capacitor
Circuito em 
regime 
permanente
Revisão de Fundamentos de Circuitos
entre as variáveis elétricas?
propriedades dos indutores e capacitores em
permanente:
nula.
capacitor é nula.
Caso contrario, a corrente
no indutor e a tensão no
capacitor cresceriam
indefinidamente (não
estaríamos em regime
permanente).
vL = 0
+
-
iC = 0
Revisão de Fundamentos de Circuitos
Na forma de onda da tensão
produtos volts·segundos = 0”
Circuito em 
regime 
permanente
iL
Áreas iguais
Revisão de Fundamentos de Circuitos
tensão em um indutor “a soma dos
t
Comando
vL = 0
+
-
T
d·T
t
t
iL
vL
t
-
+
Áreas iguais
1. Análise do conversor 
Modo de condução contínuo
Hipóteses:
• A tensão de saída Vo é constante durante
chaveamento.
• A corrente no indutor é sempre maior que zero
iS= iL
iS
iL
iDE
VO
iD= i
E
Durante D·T
Durante (1
1. Análise do conversor Buck
Modo de condução contínuo
durante um ciclo de
zero.
t
t
iL
Comando
+
T
d·T
t
t
t
iS
iD
= iL
VO-
+
VO
+
-
Durante D·T
Durante (1-D)·T
2. Análise do conversor 
• Tensão média nula no indutor
+ -
vL
E
iOiL
iC R
• Tensão média nula no indutor
(E- VO)·D·T - VO·(1-D)·T = 0 èèèè VO 
• Corrente média nula no capacitor
IL = IO = VO/R
2. Análise do conversor Buck
indutor
t
t
iL
Comando
IO
vO
+
-R
indutor
T
D·T
t
vL
t
-
+
E- VO
- VO
O = D·E 
Corrente média nula no capacitor
3. Análise do conversor 
E
R
iS
iL
iD
+ -
vS
vD
+
-
• Aplicação do balanço de potências
IS = IO·VO/E èèèè IS = IO·D
• Corrente média no diodo
ID = IL - IS èèèè ID = IO·(1
3. Análise do conversor Buck
VS max = VD max = E
vO
+
-
iO
R
•Tensões máximas
potências
·D
·(1-D) T
D·T
t
t
iS
iD
IS
ID
4. Análise do conversor 
O conversor “buck” pode ser visto como um 
transformador de corrente contínua
is
Transformador ideal de corrente continua
E R
1 : D
4. Análise do conversor Buck
O conversor “buck” pode ser visto como um 
transformador de corrente contínua
VO = E·D+
iO
IO = Is/D
Transformador ideal de corrente continua
vO
-
iL
E
1. Análise do conversor 
Modo de condução contínuo
E·D·T + (E- VO)·(1-D)·T = 0 
• Balanço volts·segundos
VS max = VD max = VO= E
• Tensões máximas
iD
iS vO
1. Análise do conversor Boost
Modo de condução contínuo
D)·T = 0 è è è è VO = E/(1-D)
volts·segundos
= E/(1-D)
iL iD
iSE R
iO
2. Análise do conversor 
IL = IO·VO/E èèèè IL = IO/(1-
• Corrente média por diodo
ID = IO = VO/R 
• Corrente media no transistor
IL = ID + IS èèèè Is = IO.D/(1
• Balanço de potência
vO
O
t
t
iL
Comando
IL
2. Análise do conversor Boost
T
D·T
t
t
t
iS
iD
IS
ID
-D)
Corrente media no transistor
.D/(1-D)
O curto-circuito e sobrecarga no 
conversor Boost
EE
Este caminho de circulação
ser interrompido atuando
conversor não pode
forma.
circuito e sobrecarga no 
conversor Boost
RR
circulação de corrente não pode
atuando sobre o transistor. O
pode ser protegido desta
E
+ -
vS
vL
+
-
1. Análise do conversor Buck
Modo de condução contínuo
E·D·T - VO·(1-D)·T = 0 è è è è V
• Balanço volts·segundos
VS max = VD max = E+VO= E
• Tensões máximas
-
+ -
vD
vO
+
-
R
+
1. Análise do conversor Buck-Boost
Modo de condução contínuo
VO = E·D/(1-D)
volts·segundos
= E/(1-D)
+R
2. Análise do conversor Buck
E
IO
R
iL
iDiS
• Corrente média por diodo
• Balanço de potência
IS = IO·VO/E èèèè IS = IO·D/(1
• Corrente média por diodo
ID = IO = VO/R
• Corrente media no indutor
IL = ID + IS èèèè IL = IO/(1
2. Análise do conversor Buck-Boost
vO
+
-
t
t
iL
Comando
IL
·D/(1-D)
Corrente media no indutor
/(1-D) T
D·T
t
t
iS
iD
IS
ID
O modo de condução nos três conversores 
básicos (I)
(somente um indutor e um diodo)
Conversor 
iO
iL
com indutor 
e diodo
E
IL = IO/(1-D) (boost e buck
IL = IO (buck)
O valor médio de iL depende de I
O modo de condução nos três conversores 
básicos (I)
(somente um indutor e um diodo)
O
+
t
iL IL
R vO
+
-
D) (boost e buck-boost)
T
D·T
t
Comando
depende de IO:
O modo de condução nos três conversores 
básicos (II)
• Ao variar I
• Ao variar I
(dependem de E e de V
t
iL IL
R1
R2 > R1
t
iL IL
iL IL
t
Rcrit > R2
R2 > R1
Modo de condução crítico
Modo de condução contínuo
O modo de condução nos três conversores 
básicos (II)
Ao variar IO varía o valor médio de iL
Ao variar IO não varíam as derivadas de iL
(dependem de E e de VO) 
Modo de condução crítico
Modo de condução contínuo
O modo de condução nos três conversores 
básicos (III)
t
iL
IL
Rcrit
R > R
O que acontece se R > R
t
t
R3 > Rcrit iL
IL
iL IL
R3 > Rcrit
O modo de condução nos três conversores 
básicos (III)
O que acontece se R > Rcrit ?
Modo contínuo
Modo descontínuo
Fatores que originam o modo de condução 
descontínuo do conversor: 
t
iL
iL
• Diminuição
• Diminuição
t
t
L
iL
• Diminuição
chaveamento
• Aumento
carga (diminuição
corrente
Fatores que originam o modo de condução 
descontínuo do conversor: 
Diminuição do valor do indutor.
Diminuição da freqüência deDiminuição da freqüência de
chaveamento.
Aumento do valor do resistor de
(diminuição do valor médio da
corrente no indutor).
Existem 3 estados distintos:
• Condução do transistor (D·T)
• Condução do diodo (D’·T)
• Transistor e diodo bloqueados (1
Exemplo
Modo descontínuo de condução 
IL
tiL
Comando
t
iD
I Exemplo
E
VE
(D·T)
vL
T
D·T
t
D’·T
+
-
t
ID
VO
E
Existem 3 estados distintos:
Condução do transistor (D·T)
Condução do diodo (D’·T)
Transistor e diodo bloqueados (1-D-D’)·T
Exemplo
Modo descontínuo de condução 
Exemplo
VOE
VOE E
VOVO
(1-D-D’)·T(D’·T)
E
(D·T)
iL
t
IL
iD
ID
iLmax
iLmax
Relação de transformação no modo 
descontinuo (p.e. buck
E
(D’·T)
vL
T
D·T
t
D’·T
+
-
t
ID
VO
E
Relação de transformação M=V
M =D/(k)
VO
(D·T)
E = L·iLmax/(D·T)
Relação de transformação no modo 
(p.e. buck-boost)
V = L·i /(D’·T)
VO
(D’·T)
Relação de transformação M=VO/E :
M =D/(k)1/2 , sendo: k =2·L / (R·T)
VO = L·iLmax/(D’·T)
ID = iLmax·D’/2
ID = VO/R
• Relação transformação modo descontinuo, M: 
M = D / (k)1/2 , sendo: k = 2·L / (R·T)
• Relação transformação modo continuo, N:
N = D / (1-D)
Fronteira entre modos de condução
(buck-
N = D / (1-D)
• Na fronteira: M = N, R = Rcrit
kcrit = (1-D)2
• Modo contínuo: k > kcrit
• Modo descontínuo: k < kcrit
Relação transformação modo descontinuo, M: 
k = 2·L / (R·T)
Relação transformação modo continuo, N:
Fronteira entre modos decondução
-boost)
t
iL
iL
Rcrit
crit , k = kcrit
t
N = D
2
M = 
Buck
Extensão a outros conversores
M = 
1 + 1 + 
4·k
D2
kcrit = (1-D)
kcrit max = 1
M = 
kcrit
kcrit max
D
D
N = 
1-D
1 + 1 + 
4·D2
1
N = 
1-D
Buck-
Boost
Boost
Extensão a outros conversores
D
M = 
k
kcrit = (1-D)2
kcrit max = 1
2
1 + 1 + 
4·D2
k
crit = D(1-D)2
crit max = 4/27
1. Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor buck
Muito fácil incorporar o 
1. Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor buck-boost 
Muito fácil incorporar o 
isolamento galvânico
2. Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor buck
O indutor e o transformador
integrados em um
magnético. Este dispositivo
calcula como um indutor,
transformador.
• Deve armazenar energia
• Normalmente tem entreferro
2. Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor buck-boost
Conversor Flyback
transformador podem ser
um único dispositivo
dispositivo magnético se
indutor, e não como um
energia.
entreferro
Análise do conversor Flyback 
Modo de condução contínuo
vO
+
-
vS
+
-
E
+
-
vD
n1 n2 VD max
“Soma dos produtos 
(volts/espiras)·segundos = 0”
D·T·E/n1 - (1-D)·T·VO/n2 = 0
èèèè VO = E·(n2/n1)·D/(1-D)
Análise do conversor Flyback 
Modo de condução contínuo
D max = E·n2/n1 + VO= E·(n2/n1)·/(1-D)
VS max = E+VO·n1/n2 = E/(1-D)
Máximas tensões
E
n1 : n2
S1
D1
D2
S2
Conversor Duplo Flyback 
VO = E·(n2/n1)·d/(1-D) (em m.c.)
Dmax = 0.5
VS1 max = vS2 max = E
VD1 max = vD2 max = E
VD3 max = E·(n2/n1)·/(1-D)
D3
VO
Conversor Duplo Flyback 
L Dois transistores
K Baixas tensões nos 
semicondutores
(em m.c.)
Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor Boost 
••Não é possivel Não é possivel incorporar o isolamento 
galvânico com um único transistor
•Com vários transistores 
em corrente
Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor Boost 
incorporar o isolamento 
galvânico com um único transistor
Com vários transistores èèèè pontes alimentadas 
1. Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor buck 
Não pode ser feito porque
pode ser desmagnetizado
1. Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor buck 
porque o transformador não
desmagnetizado
Lm
2. Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor buck 
Não pode ser feito porque
desmagnetizado instantaneamente
2. Incorporação do isolamento galvânico ao 
D
porque o transformador é
instantaneamente (sobretensão infinita).
Lm
D2
D1
3. Incorporação do isolamento galvânico ao 
conversor buck 
Esta é a solução
3. Incorporação do isolamento galvânico ao 
Lm
Dipolo de tensão 
constante
Operação em regime
elemento magnético com
Circuito em regime 
permanente
+ +
n1 : n2
v1 v2
+
-
+
-
Se se excita o elemento 
magnético com ondas quadradas:
“soma dos produtos (volts/espiras)·segundos
regime permanente de um
com dois enrolamentos
vi = ni · dΦΦΦΦ/dt
∆Φ ∆Φ ∆Φ ∆Φ = ΦΦΦΦB - ΦΦΦΦA = (vi/ni)·dt∫∫∫∫
B
A
Lei de Faraday:
Em regime permanente:
(vi /ni) = 0
Em regime permanente:
(∆Φ∆Φ∆Φ∆Φ)em um período =0
Logo:
magnético com ondas quadradas:
(volts/espiras)·segundos = 0”
Operação em regime permanente de um elemento 
magnético com vários enrolamentos:
E n1
V
“Soma dos produtos (volts/espiras)·segundos
(E/n1)·D1·T - (V2/n2)·D2·T = 0 
Para assegurar a desmagnetização
V2
n2
Operação em regime permanente de um elemento 
magnético com vários enrolamentos: exemplo
ΦΦΦΦ
tvi/ni
t
+
-
V1/n1
ΦΦΦΦmax
V1
(volts/espiras)·segundos = 0”
·T = 0 èèèè D2 = D1·n2·E/(n1·V2)
T
D1·T
t
D2·T
-
V2/n2
desmagnetização: D2 < 1 - D1
1. O conversor Forward 
V1
n2
n1
Levando em conta:
D’ = D·n2/n1 D’ < 1 - D
obtemos:
D < n1/(n1 + n2) èèèè Dmax = n
E
V2
n2
1. O conversor Forward 
Desmagnetização baseada 
na tensão de entrada
V1 = V2 = E 
= n1/(n1 + n2) 
n2
n1
2. O conversor Forward 
n2:n3
n1
+
-
vD2
vS
+
+
-E
vS
-
VS max = E+E·n1/n2 = E/(1-Dmax
VD1 max = E·n3/n1
VD2 max = E·n3/n2
Dmax = n1/(n1 + n2) 
VO = D·E·n
(modo contínuo)
2. O conversor Forward 
VOvD1
+
-
E·n3/n1 VO
+
-
max)
E·n3/n1 VO-
Durante D·T
VO-
+
Durante (1-D)·T= D·E·n3/n1
(modo contínuo)
3. O conversor Forward 
iD2
E n2:n3
n1
iS
iL
iD1
iD3
iS
ID2 = IO·D ID1 = IO·(1-D)
Im = E·T·D2/(2·Lm) (ref. ao primário)
IS = IO·D·n3/n1 + Im ID3
3. O conversor Forward 
VO
D1
iO
t
iL iO
iD2
iD1
i
t
t
iD2·n3/n1
T
D·T
t
Comando
D’·T
iD3
iS
t
t
D)
(ref. ao primário)
D3 = Im
Variação de E
vD2
V
n2:n3
n1
+
-
vS
+
-
vD1
+
-E
ΦΦΦΦ ΦΦΦΦΦΦΦΦ
vi/ni
+
-
E/n1
ΦΦΦΦmax
E/n
Tensão alimentação
VO
ΦΦΦΦ
t
vi/ni
t+ -
E/n1
ΦΦΦΦmax
E/n2E mínimo
ΦΦΦΦ
t
vi/ni
t+
-
E/n1
ΦΦΦΦmax
E/n2
E máximo
t
t
n2
mínima
Existem outras formas de 
desmagnetizar o transformador?
Snubber RCD
VC
E
L Baixo rendimento
☺ Integração de componente parasitas
☺ Útil para retificador sincrono autoexc.
Lm
LdE
Existem outras formas de 
desmagnetizar o transformador?
ΦΦΦΦ
t
vi/ni
t+
-
E/n1
ΦΦΦΦmax
Snubber RCD
t+
-
VC/n1
Baixo rendimento
Integração de componente parasitas
Útil para retificador sincrono autoexc.
Outras formas de desmagnetizar o transformador: 
Desmagnetização ressonante
vT
+
-E
L Pequena variação de E 
☺ Integração de componentes parasitas
☺ Útil para retificador sincrono autoexc.
Lm
Ld
E
Outras formas de desmagnetizar o transformador: 
Desmagnetização ressonante
vT
t+
-
(Resonant reset)
Pequena variação de E 
Integração de componentes parasitas
Útil para retificador sincrono autoexc.
-
Outras formas de desmagnetizar o 
transformador: 
VC = E·D/(1
VC
E
L Dois transistores
☺ Integração de componentes parasitas
☺ Útil para retificador sincrono autoexc.
☺ Fluxo médio nulo
Lm
LdE
ΦΦΦΦ
t
vi/ni
E/n
Outras formas de desmagnetizar o 
transformador: Snubber ativo
(Active clamp)
= E·D/(1-D)
t+
-
E/n1
VC/n1
Dois transistores
Integração de componentes parasitas
Útil para retificador sincrono autoexc.
Fluxo médio nulo
Outras formas de desmagn. o transf.: 
Forward com dois transistores
E
n1 : n2
S1
D4
D3
D
D2
S2
Dmax = 0.5
VO = D·E·n2/n1 (en modo continuo)
VS1 max = VS2 max =E
VD1 max = VD2 max = E
VD3 max = VD4 max = E·n2/n1
n1 : n2D1
Outras formas de desmagn. o transf.: Conversor 
Forward com dois transistores
ΦΦΦΦ
t
vi/ni
E/n
ΦΦΦΦmaxVO
L Dois transistores
☺ Tensão máxima no 
transistor igual a E
vi/ni
t+
-
E/n1
E/n1(en modo continuo)
Fonte com múltiplas
controlando o chaveamento
outras com regulador linear
múltiplas saídas: Uma saída
chaveamento do transistor e as
linear
Pos-reguladores 
lineares
☺ Eficiente
L Caro 
L Complexo
Fontes com múltiplas saídas baseados em um 
único conversor (regulação cruzada
Importante
associada
menor
Fontes com múltiplas saídas baseados em um 
regulação cruzada)
• Regula-se apenas uma saída
• As outras ficam parcialmente • As outras ficam parcialmente 
reguladas
Importante: a impedância parasita
associada a cada saída deve ser a
menor possível
Os conversores “flyback” e “forward” com 
regulação cruzada
Funciona
estiver
Pior:
1.Presença do indutor de filtro.
2.Os modos de condução de cada
saída podem ser diferentes.
Os conversores “flyback” e “forward” com 
regulação cruzada
Funciona bem se o transformador
estiver bem feito
Melhorando a regulação cruzada em o 
conversor “forward”
n2
n4
n1
n3
Melhorando a regulação cruzada em o 
conversor “forward”
Os dois enrolamentos
operam no mesmo
modo de conduçãomodo de condução
Condição de projeto:
n1/ n2 = n3/ n4
Revisão dos conversores c.c./c.a./c.c.
Conversores com isolamento
1.Push-Pull
2.Meia Ponte2.Meia Ponte
3.Ponte Completa
Revisão dos conversores c.c./c.a./c.c.
isolamento elétrico:
Conv. cc/cc “push-pull”
Ret. com transf. 
“tap” central
1. Conversor Push
Conv. cc/cc “push-pull”
Ret. com dois indutores
Conv. cc/cc “push
Ret. com transf. 
Ret. em ponte
1. Conversor Push-Pull
Ret. com dois indutores
“push-pull”
Conv. cc/cc“push-pull”
Conversor “forward”
2. Conversor Push
Conversor “push-pull”
Conversor “forward”
2. Conversor Push-Pull
∆∆∆∆B
B
H
∆∆∆∆B
B
H
n1 : n2
n1
n1
n2
n2
E
L
3. Conversor Push
S2 S1
n2
E
O que acontece quando nenhum 
dos transistores conduz?
VO
• Circuito equivalente 
quando conduz S1:
E·n2/n1
L VO
3. Conversor Push-Pull
• Circuito equivalente 
quando conduz S2:
E·n2/n1
L VOO que acontece quando nenhum 
L
VO
iL
D1
iL1
4. Conversor Push
D2 iL2
• Circuito equivalente quando 
não conduzem nem S
• Conduzem ambos 
diodos èèèè a tensão no 
transformador é zero
• As correntes iL1 e iL1
devem ser tais que:
i + i = i
4. Conversor Push-Pull
Circuito equivalente quando 
não conduzem nem S1 nem S2:
iL1 + iL2 = iL
iL1 - iL2 = iLm (sec. trans.)
VO
L
S2
n1
n1
n2
n2
E
L
vD
+
-
S1
+
-
vD1
++
D1
D
D
5. Tensões no conversor “
• A tensão vD é a mesma que em um conv. 
“forward” com uma razão cíclica 2
èèèè VO = 2·D·E·n2/n1 (en modo continuo)
• vsmax = 2·E vD1max = vD2max = 2·E·n
E
+
-
vD2
vS1
+
-
+
-
vS2
D2
vS2
t
t
Comando
t
vS1 2·E
2·E
S1 S2
VO
L
Dmax = 0.5
5. Tensões no conversor “push-pull”
é a mesma que em um conv. 
“forward” com uma razão cíclica 2·D 
(en modo continuo)
= 2·E·n2/n1
t
t
T
d·T
t
vD1
vD2
vD E·n2/n1
2·E·n2/n1
2·E·n2/n1
n1 : n2
n1
n1
n2
n2
L
iL
D1
iD1
iS2
6. Correntes no conversor “
Correntes médias:
IS1 = IS2 = IO·D·(n2/n1) ID1 = ID2 
S2 S1
n2
E
iS1
D2
iD2
D
t
t
iL
Comando
iS1
t
S1 S2
VO
iO
6. Correntes no conversor “push-pull”
D2 = IO/2
t
iS2
t
iD1
t
T
d·T
t
iD2
Dmax = 0.5
n1
n1E iS2
7. Conversor Push
S2 S1
iS1
• No controle por “modo
transformador por assimetrías
condução dos transistores
• Ideal utilizar-se o controle por
VO
∆∆∆∆B
B
H
7. Conversor Push-Pull
tensão” pode-se saturar o
assimetrías na duração dos tempos de
por “modo corrente”
∆∆∆∆B
S2
n1
n2
n2E
L
vD
+
-
S1
+
-
vD1
+
+
-
vS2
D1
D2
E/2
E/2 D
1. Conversor em Meia Ponte (“
• A tensão vD é a metade daquela que 
ocorre no conversor “push-pull”
èèèè VO = D·E·n2/n1 (modo contínuo)
• vsmax = E vD1max = vD2max = 2.E·n
S1
+
-
vD2
vS1
+
-
D2E/2 Dmax 
vS2
t
t
Comando
t
vS1 E
E
S1 S2VO
L
D
= 0.5
1. Conversor em Meia Ponte (“half bridge”)
é a metade daquela que 
pull”
(modo contínuo)
= 2.E·n2/n1
t
t
T
d·T
t
vD1
vD2
vD E·0.5·n2/n1
2.E·n2/n1
2.E·n2/n1
max = 0.5
2. Correntes no Conversor em Meia Ponte
iD1 iL
S2
n1
n2
n2E
L
S1 i
iS2
D1
D2
E/2
E/2 D
Correntes médias:
IS1 = IS2 = IO·D·(n2/n1) ID1 = ID2 = I
S1
iD2
iS1
D2E/2 D
2. Correntes no Conversor em Meia Ponte
t
t
iL
Comando
iS1
t
S1 S2
L
iO
VO
D = 0.5
= IO/2
t
iS2
t
iD1
t
T
d·T
t
iD2
Dmax = 0.5
1. O Conversor em Ponte Completa (“
bridge”)
S3
n1
n2
n2E
L
vD
+
-
S4
+
-
vD1
+
+
-
vS3
D1
D2
S1
S Dmax 
• A tensão vD é igual aquela do conversor 
“push-pull”
èèèè VO = 2·D·E·n2/n1 (modo contínuo)
• vsmax = E vD1max = vD2max = 2·E·n
S4
+
-
vD2
vS4-
D2S2 Dmax 
1. O Conversor em Ponte Completa (“full 
vS2, vS3
t
Comando
t
vS1, vS4 E
E
t
S1, S4 S2, S3VO
max = 0.5
é igual aquela do conversor 
(modo contínuo)
= 2·E·n2/n1
t
t
t
Td·T
t
vD1
vD2
vD E·n2/n1
2·E·n2/n1
2·E·n2/n1
max = 0.5
2. Correntes no conversor em Ponte Completa
iD1 iL
i
S3
n1
n2
n2E
L
S4
D1
D2
S1
S
iS3
Correntes médias:
IS3 = IS4 = IO·D·(n2/n1) ID1 = ID2 = I
iD2
iS4S4
D2S2 D
2. Correntes no conversor em Ponte Completa
iO
VO
t
t
iL
Comando
iS1, iS4
t
S2, S3S1, S4
= IO/2
t
iS2, iS3
t
iD1
T
d·T
t
iD2
Dmax = 0.5
Problemas de saturação do transformador do 
conversor em ponte completa
• No controle por “modo
transformador por assimetrías
condução dos transistores
• Soluções:
• Colocar um capacitor
• Usar controle por “modo
S2
S1 CS
E
S3
S4
Problemas de saturação do transformador do 
conversor em ponte completa
tensão” pode-se saturar o
assimetrías na duração dos tempos de
capacitor em série CSS
“modo corrente”
VO
Conversores com Barramento tipo Fonte de Corrente
Conversor c.c./c.c. “Push-
Pull” alimentado em corrente
Conversores com Barramento tipo Fonte de Corrente
Conversor c.c./c.c. em ponte 
alimentado em corrente
n1
n1
n2
n2E S2S1
+
-
vD1
v
+ Dmin 
1. Conversor “push-pull” alimentado em corrente
E
+
-E
VO·n1/n2
E
Conduzem 
S1 e S2
S1 está 
bloqueado
S
bloqueado
+
-
vD2
vS2
-
t
Comando de S1
t
Comando de S2
v
t
vS1 2·VO·n1/n2
VO
min = 0.5
pull” alimentado em corrente
t
vS2
t
Td·T
t
vD1 2·VO
2·VO·n1/n2
VO
vD2 2·VO
VO
VO·n1/n2
+
-
S2 está 
bloqueado
E
Conduzem 
S e S
+
-E
VO·n1/n2
S1 bloqueado
2. Conversor “push-pull” alimentado em corrente
S1 e S2
Aplicando o balanço “volts·segundos”
èèèè VO = E·(n2/n1)/2(1-D) 
d·T
dura t1 dura t2
VO·n1/n2
+
-E
S2 bloqueado
E
Conduzem 
S e S
pull” alimentado em corrente
S1 e S2
Aplicando o balanço “volts·segundos”
D) (modo contínuo)
(1-d)·T
dura t1 dura t2
iL
iO
n1
n1
n2
n2E S2S1
iD1
i
Dmin 
iS1
3. Correntes no “push-pull” alimentado em corrente
iD2
iS2
IS1 = IS2 = IO·(n2/n1)/4(1-D)
ID1 = ID2 = IO/2
min = 0.5
t
iL
t
Comando de S1
t
Comando de S2
pull” alimentado em corrente
T
d·T
t
iD1
t
iS2
t
t
iS1
iD2
E èèèè
VOèèèè
D èèèè
1-D èèèè
Modificações
VO = E·D
E VO
Buck
Conversores alimentados em tensão 
vs. alimentados em corrente
E èèèè
n1èèèè
n2èèèè
“Push-pull” alimentado em 
tensão
VO = 2·D·E·n2/n1
E
VO
n1
n1
n2
n2
èèèè VO
èèèè E
èèèè 1-D
èèèè D
Modificações
VO = E/(1-D)
E VO
Boost
Conversores alimentados em tensão 
vs. alimentados em corrente
èèèè VO
èèèè n2
èèèè n1
“Push-pull” alimentado em 
corrente
VO = E·(n2/n1)/2(1-D)
E
VO
n1
n1
n2
n2
Problema do desligamento do conversor 
“push-pull” alimentado em corrente
SS
iL
S2S1
iL
Problema do desligamento do conversor 
alimentado em corrente
Temos que garantir que o
fluxo no indutor não se
anule quando são
bloqueados S1 e S2 no
momento de desligamentomomento de desligamento
do conversor
Outro modo de desmagnetizar o indutor de entradaOutro modo de desmagnetizar o indutor de entrada
Desmagnetização 
em direção a 
entrada
Desmagnetização
em direção a 
saída
A ponte completa alimentada em correnteA ponte completa alimentada em corrente
Desmagnetização em 
direção a entrada
Se comporta como un “push-pull”
alimentado em corrente, exceto a
Desmagnetização 
em direção a saída
alimentado em corrente, exceto a
tensão máxima no transistor (que
é Vo*)
Retificador em ponte na saída
“Push-pull” alimentado em corrente“Push-pull” alimentado em corrente
Ponte completa alimentada em corrente
Retificador em ponte na saída
alimentado em correntealimentado em corrente
Ponte completa alimentada em corrente
d
i1
Entrada
Como devem ser as correntes na entrada e na 
saída de um conversor?
i1
1 : Nt
i1
Situação ideal
1-d
i2 Saída
Como devem ser as correntes na entrada e na 
saída de um conversor?
i2
1 : N t
i2
Situação ideal
i1
t
i1
Buck
i1
descontínua
Corrente de entrada em cada conversor
t
i1
i1
t
Buck
i1
Boostcontínua
descontínua
i
t
i2
i2
i2
contínua
Corrente de entrada em cada conversor
t
i2
t
i2
Buck-boost
i2
Boost
descontínua
descontínua
Filtrando a corrente descontínua de um conversor
Boost
Buck-Boost
Buck
Filtrando a corrente descontínua de um conversor
V1 V2< V1
Conversores reversíveis
Fluxo de potência
Redutor / elevador
V1 V
Conversores reversíveis
Fluxo de potência
Red.-elev. / Red.-elev. 
V1 V2
Retificador síncrono
• Em conversores com tensão
e correntes muito elevadas (>
diodo retificador, vis a vis da
torna difícil o controle da tensão
• A queda de tensão de um
enquanto que a do diodo Schotky
• Solução: Retificador síncrono
tensão inferior a 0,1V
Retificador síncrono
tensão de saída baixa (≈ 1,2 a 5V)
>20A), a queda de tensão no
da tensão de saída, é elevada e
tensão de saída.
diodo PIN é daordem de 1,0V
Schotky é de 0,5V.
síncrono apresenta queda de
FontePorta
p
n-
Curto circuito 
n+p
Diodo 
parasita
Retificador Síncrono
Dreno
n+
n-
O transistor MosFet é utilizado como diodo, graças a 
pequena r
Curto circuito 
p
Diodo 
parasita
Retificador Síncrono
O transistor MosFet é utilizado como diodo, graças a 
pequena rdson
Retificador Síncrono autoexcitado (V
Retificação convencional
Retificador Síncrono autoexcitado (Vsaida < 5V) 
Retificação convencional Retificação síncrona
Retificador Síncrono autoexcitado (V
Retificadores de meia onda
Retificação convencional
Retificador Síncrono autoexcitado (Vsaida < 5V) 
Retificadores de meia onda
Retificação síncrona
Conversor Meia Ponte assimétrico
1-D
D
D·E
(1-D)·E
E
(1-D)·E D
1-D
E
D·E
Conversor Meia Ponte assimétrico
Meia ponte com controle Meia ponte com controle 
complementar