cap5 4

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Na característica de pre-ênfase, a segunda frequência f2 ocorre muito acima
do espectro da banda básica do sinal modulado (digamos 25 kHz para
modulação de áudio). Em radiodifusão FM a constante de tempo t1 é
usualmente 75ms, tal que f1 ocorre em 2,12 kHz. A resposta em frequência
resultante para o sistema total, usando-se pre-ênfase no transmissor e de-
ênfase no receptor é plana através da faixa do sinal de modulação. É
interessante notar que em radiodifusão FM com 75ms de pre-ênfase, o sinal
transmitido é um sinal FM para frequências de modulação até 2,1 kHz, mas
é um sinal “modulado em fase” para frequências de áudio acima de 2,1 kHz
porque a rede de pre-ênfase atua como um diferenciador para frequências
entre f1 e f2. Então, FM com pre-ênfase é realmente uma combinação de FM
e PM, e combina as vantagens de ambos em relação ao desempenho na
presença de ruído. No Capítulo 7 será demonstrado que a pre-ênfase e de-
ênfase melhora a relação sinal-ruído na saída do receptor.
5.7 Multiplexação por Divisão em Frequência e FM Estéreo
Multiplexação por divisão em frequência (FDM) é uma técnica para
transmissão de mensagens múltiplas simultaneamente através de um canal
de faixa larga pela modulação dos sinais de mensagem em várias sub-
portadoras e formação de um sinal banda-básica que consista da soma
destas sub-portadoras moduladas. Este sinal composto pode então ser
modulado numa portadora principal, como ilustrado na figura 5-16.
Qualquer tipo de modulação, tal como AM, DSB, SSB, PM, FM, e assim
por diante, pode ser usada. Os tipos de modulação usados nas sub-
portadoras, assim como o tipo de modulação usado na portadora principal,
podem ser diferentes. Todavia, como ilustrado na figura 5-16b, o espectro
do sinal composto deve consistir de sinais modulados que não possuam
espectros sobrepostos; caso contrário, ocorrerá linha cruzada entre os sinais
de mensagem na saída do receptor. O sinal banda básica composto modula
um transmissor principal para produzir o sinal FDM que é transmitido
através do canal de faixa larga.
O sinal FDM recebido é primeiramente demodulado para reproduzir o sinal
banda básica composto que depois passa por filtros para separar as
subportadoras moduladas individuais. As subportadoras são então
demoduladas para reproduzirem os sinais de mensagem m1(t), m2(t), e
assim por diante.
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Figura 5.16 – Sistema FDM
O sistema de radiodifusão FM estéreo que foi adotado nos EUA é um
exemplo de um sistema FDM. Este sistema é compatível com o sistema FM
mono que já existia desde os anos 1940. Isto é, um ouvinte com um receptor
FM mono ouvirá áudio mono (que consiste da soma dos canais esquerdo e
direito), enquanto o ouvinte com um receptor estéreo receberá o áudio do
canal esquerdo no alto falante esquerdo e o áudio do canal direito no alto
falante direito (figura 5-17).
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Figura 5-17 – Sistema FM estéreo
Para se obter a compatibilidade, os áudios dos canais esquerdo e direito são
combinados (somados) para produzirem o sinal mono, e o áudio da
diferença é usado para modular um sinal de 38 kHz em DSB-SC. Um tom
piloto de 19 kHz é adicionado ao sinal banda básica composto mb(t) para
prover um sinal de referência para a demodulação de subportadora coerente
(produto) no receptor. Como pode ser visto a partir da figura 5-17c, este
sistema é compatível com receptores de FM mono já existentes. No Prob 5-
44 chegamos que uma técnica de chaveamento (amostragem) relativamente
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simples pode ser usada para se implementar a demodulação da subportadora
e a separação dos sinais esquerdo e direito em uma operação.
A emissora de FM pode também fornecer SCA (“subsidiary
communications authorization”) pelo FCC. Isto permite que a estação
adicione uma subportadora FM para a transmissão de música funcional
(música ambiente) para assinantes usarem em lojas e escritórios.
A frequência de subportadora FM SCA é de 67 kHz, apesar desta
frequência não ser especificada pelas normas do FCC. Além disso, até
quatro subportadoras SCA são permitidas pelo FCC, e cada uma delas pode
conter material de dados ou áudio para assinantes particulares.
5.8 Normas de FM e de Redução de Ruído
Padrões Técnicos de Radiodifusão FM
A Tabela 5-4 apresenta alguns dos padrões técnicos do FCC que têm sido
adotados para sistemas FM. Nos EUA, as emissoras FM estão classificadas
em três categorias maiores que dependem da área de cobertura pretendida.
As emissoras Classe A são emissoras locais. Elas têm uma potência
irradiada efetiva (ERP) máxima de 6 kW e um altura máxima da antena de
100 metros acima do nível do terreno. A ERP é a potência média de saída
do transmissor multiplicada pelos ganhos de potência da linha de
transmissão (um número menor do que 1) e da antena (ver seção 8-9 para
alguns cálculos da ERP de TV). As emissoras classe B tem uma ERP
máxima de 50 kW, com uma altura máxima da antena de 160 metros acima
do nível do terreno. As emissoras classe B são destinadas à parte nordeste
do EUA, sul da Califórnia, Porto Rico e Ilhas Virgens. As emissoras Classe
C destinam ao restante dos EUA. Elas têm uma ERP máxima de 100 kW e
uma altura máxima da antena de 650 metros acima do nível médio do
terreno. Como mostrado na tabela 5-4 as emissoras de FM são também
classificadas como comerciais e não-comerciais. As emissoras não-
comerciais operam no segmento de faixa de 88,1 até 91,9 MHz da faixa de
FM e apresentam programas educativos sem comerciais. As emissoras
Classe D estão limitadas a 10 W de saída do transmissor e são apenas para
serviços não-comerciais. No segmento comercial da faixa de FM, 92,1 até
107,9 MHz, algumas frequências estão reservadas para as emissoras Classe
A e o restante se destina às emissoras Classe B ou Classe C. Uma lista
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destas frequências e designações de emissoras específicas para cada cidade
encontra-se disponível [Broadcasting, 1995].
Tabelas 5-4 – Normas de FM, FCC
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Sistemas de Redução de Ruído Dolby e DBX
Como já descrito anteriormente, a pre-ênfase e a de-ênfase são usadas em
radiodifusão FM para redução do ruído. São também usadas em gravações
em fita de áudio para redução de ruído. Outras técnicas de redução de ruído,
mais sofisticadas, têm sido desenvolvidas e nesta seção serão descritas
algumas.
Na gravação de áudio em fita cassete, o ruído ocorre predominantemente
nas frequências altas e é comumente chamado de “hiss” (chiado). Estas
técnicas de redução de ruído usam uma combinação de filtragem de pre-
ênfase e compressão da faixa dinâmica no codificador antes da gravação. O
circuito decodificador de reprodução usa uma combinação de de-ênfase e
expansão da faixa dinâmica. Se isto for feito adequadamente, um sinal de
áudio de alta qualidade pode ser recuperado com baixo ruído. Todavia se o
codificador e o decodificador não estiverem “casados”, um efeito de
“assopramento” pode resultar mais inconveniente do que o chiado de um
sinal não processado. Outra desvantagem destas técnicas é que se uma fita
com um sinal processado for reproduzida em um sistema amplificador
normal sem a decodificação, a reprodução será pobre, com excessiva
resposta em alta frequência.
Os Laboratórios Dolby desenvolveram algumas técnicas de redução de ruído
designadas por Dolby-A, Dolby-Be Dolby-C. A técnica Dolby-A destina-se
ao uso comercial e, consequentemente, é um sistema relativamente caro. O
processador Dolby-A divide o espectro de áudio em quatro faixas de
frequência: passa-baixas, abaixo de 80 Hz; passa-faixa, 80 Hz até 3kHz;
passa-altas, acima de 3 kHz; e passa-altas, acima de 9 kHz. No codificador,
o ganho de cada uma destas faixas é adaptativamente aumentado quando o
nível do sinal na faixa correspondente for diminuído. Isto provê uma
característica de compressão total para o codificador. Um reforço máximo
de 10 até 15 dB é usado em cada uma das faixas se o nível do sinal estiver
45 dB abaixo do nível máximo de gravação (0 dB). Para a reprodução o
decodificador apresenta a expansão apropriada do sinal em cada uma das
faixas tal que a resposta em frequência total é plana e a faixa dinâmica do
sinal de áudio original é preservada. Se os níveis de gravação e reprodução
forem ajustados adequadamente, o sistema Dolby-A apresenta um aumento
de 10 a 15 dB na relação sinal-ruído.
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Os sistemas Dolby-B e Dolby-C são projetados para gravações de
consumidores de cassetes de áudio e gravações cassete para cassete. São
relativamente baratos para implementar e usam um sistema de duas faixas,
ao invés de quatro faixas, como no Dolby-A.
Figura 5-18 – Resposta em frequência de baixo nível para os codificadores Dolby-B e Dolby-C
Como apresentado na figura 5-18, o codificador Dolby-B pre-enfatiza as
frequências maiores e apresenta um reforço de até 10 dB quando o nível na
faixa de alta frequência for 45 dB abaixo do nível de referência.
O codificador Dolby-C apresenta mais do que 20 dB de reforço para as
componentes de alta frequência quando seu nível for baixo. O codificador
Dolby-C usa dois estágios de compressão em cascata, um ativado a níveis
de sinal alto e um outro a níveis de sinais baixos. No geral, o sistema Dolby-
B reduz o chiado por volta de 20 dB para frequências acima de 1 kHz. Na
radiodifusão FM o sistema Dolby-B com um filtro passa-altas em 6,4 kHz
(25ms) é frequentemente usado para uma melhoria adicional da relação
sinal-ruído em relação ao sistema padrão de pre-ênfase e de-ênfase.
A DBX, Inc. of Watham, Massachusetts, desenvolveu um sistema de
redução de ruído que processa todo o sinal de áudio em uma única faixa de
áudio. O sistema DBX usa amplificadores controlados por tensão com faixa
dinâmica de 130 dB no codificador e no decodificador para apresentar as
características de compressão e expansão. O codificador também usa uma
rede de pre-ênfase de 1,6 kHz que provê um reforço de 20 dB na parte alta.
O decodificador tem uma rede de de-ênfase casada. O sistema DBX provê
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uma melhoria de 20 a 30 dB na relação sinal-ruído e pode lidar com grandes
sobrecargas de sinal (acima do nível de 0 dB) sem produzir distorção.
Todavia este sistema tem a desvantagem do processamento em uma única
faixa. Isto é, componentes de alto nível localizadas em qualquer lugar da
faixa de frequências controlarão o nível de compressão do sinal todo.
5.9 Sinalização Passa-faixa Modulada Binária
Sinais passa-faixa modulados digitalmente são gerados usando-se as
envoltórias complexas para sinalização AM, PM, FM ou QM (modulação
em quadratura) que já foram apresentadas nas seções anteriores. Para sinais
modulados digitais, o sinal de modulação, m(t), é um sinal digital dado por
códigos de linha binários ou multinível, que foram desenvolvidos no
Capítulo 3. Nesta seção serão apresentados detalhes de sinais modulados
binários. Nas seções 5-10 e 5-11 serão descritos os sinais modulados
digitalmente, multinível e MSK (“minimum-shift-keyed”).
As técnicas de sinalização passa-faixa binária mais comuns estão ilustradas
na figura 5-19.
Figura 5-19 – Sinais modulados digitalmente passa-faixa.
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As técnicas são:
· OOK (“on-off keying”), também chamado de ASK (“amplitude shift
keying”), o qual consiste do chaveamento de uma senóide portadora
entre ligado e desligado através de um sinal binário unipolar. É idêntico à
modulação binária unipolar em um sinal DSB-SC, (5-13). A transmissão
de rádio em código Morse é um exemplo desta técnica.
Consequentemente, OOK foi uma das primeiras técnicas de modulação a
serem usadas e precederam os sistemas de comunicações analógicas.
· BPSK (“binary-phase shift keying”), que cosniste no deslocamento da
fase de uma portadora senoidal de 0o ou 180o comandado por um sinal
binário unipolar. É equivalente à sinalização PM com uma forma de onda
digital e é também equivalente à modulação de um sinal DSB-SC com
uma forma de onda digital polar.
· FSK (“frequency-shift keying”), que consiste do deslocamento da
frequência de uma portadora senoidal a partir de uma frequência de
marca (correspondente, por exemplo ao envio do binário 1), para uma
frequência de espaço (correspondente ao envio do binário 0) de acordo
com o sinal digital banda-básica. É idêntico à modulação de uma
portadora modulada em frequência, FM, com um sinal digital binário.
Como indicado na Seção 3-6, usualmente a largura de faixa de um sinal
digital necessita ser minimizada para que se obtenha proteção do espectro
juntamente com a transmissão de informação através de um canal. Isto pode
ser conseguido usando-se um filtro de pré-modulação do tipo cosseno
levantado, para se minimizar a largura de faixa do sinal digital sem a
introdução de ISI (“intersymbol interference”). A conformação do sinal
digital banda-básica produz uma forma de onda banda básica analógica que
modula o transmissor. A figura 5-19f ilustra o sinal DSB-SC resultante
quando é usado um filtro de pre-modulação.
OOK (on-off keying)
O sinal OOK é representado por:
s(t) = Acm(t)coswct (5-70)
onde m(t) é um sinal de dados banda-básica unipolar, como ilustrado na
figura 5-19a. Consequentemente, a envoltória complexa é
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g(t) = Acm(t) para OOK (5-71)
e a PSD desta envoltória complexa é proporcional à PSD do sinal unipolar.
Usando-se (3-39b), encontramos que esta PSD é
rg(f) = 
ú
ú
û
ù
ê
ê
ë
é
÷÷
ø
ö
çç
è
æ
p
p
+d
2
b
b
b
2
c
fT
fTsen
T)f(
2
A
 para OOK (5-72)
onde m(t) tem um valor de pico de 2, tal que s(t) tem uma potência
normalizada de 2cA /2. A PSD para o sinal OOK correspondente é então
obtida substituindo-se (5-72) em (5-2b). O resultado está ilustrado para
frequências positivas na figura 5-20a, onde R = 1/Tb é a taxa de bit. Pode-se
ver que a largura de faixa nulo a nulo é 2R. Isto é, a largura de faixa de
transmissão do sinal OOK é BT = 2B onde B é a largura de faixa banda
básica já que OOK é uma sinalização do tipo AM.
Figura 5-20 – PSD de sinais digitais passa-faixa
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Se filtragem cosseno levantado for usada (para se preservar a largura de
faixa), a largura de faixa absoluta do sinal binário filtrado está relacionada à
taxa de bit R por (3-74), onde D = R para sinalização digital binária.
Portanto,
B = R)r1(
2
1
+ (5-73)
onde r é o fator de “rollof” do filtro. Isto nos dá uma largura de faixa
absoluta de transmissão.
BT = (1 + r)R (5-74)
para sinalização OOK.
OOK pode ser detectado usando-se ou um detetor de envoltória (deteção
não coerente) ou um detetor de produto (deteção coerente) porque o OOK é
uma forma de sinalização AM. (Nos receptores de rádio frequência, onde o
sinal de RF de entrada é pequeno, é usado um circuito receptor super-
heterodino,Figura 4-29, onde um destes circuitos detetores é usado após o
estágio de saída de FI).
Estes detetores estão ilustrados na figura 5-21a e 5-21b. Para detecção de
produto, a referência de portadora, cos(wot), deve ser fornecida. Isto é
usualmente obtido a partir de um circuito PLL (estudado na seção 4-14),
onde o PLL é amarrado em um termo de portadora discreto (ver figura 5-
20a) do sinal OOK.
Para detecção ótima do OOK – isto é, para se obter a menor BER quando o
sinal OOK de entrada estiver corrompido por ruído Gaussiano branco
aditivo (AWGN) – requer-se de detecção de produto com processamento de
filtro casado. Isto está ilustrado na figura 5-21c, onde formas de onda em
vários pontos do circuito estão ilustradas para o caso de recepção de um
sinal OOK que corresponde ao fluxo de dados binários 1101.
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Figura 5-21 – Deteção do OOK
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Detalhes sobre a operação, desempenho e a realização do filtro casado estão
dados na seção 6-8. Observe que o filtro casado também requer um sinal de
relógio que é usado para ressetar o integrado no início de cada intervalo de
bit e para determinar o tempo para o circuito de amostragem-retenção no fim
de cada intervalo de bit. Este sinal de relógio é fornecido por um circuito
sincronizador de bit (estudado no Capítulo 4).
O detector OOK coerente ótimo da Figura 5-21c é mais caro para ser
implementado do que o detetor OOK não-coerente da Figura 5-21a . Se o
ruído de entrada for pequeno, o receptor não coerente pode ser uma solução
melhor, considerando-se o custo e o desempenho com ruído. A relação
custo-benefício quanto ao desempenho da BER entre a deteção coerente
ótima e deteção não-coerente não-ótima está analisada na Seção 7-6.
Chaveamento de Deslocamento de Fase Binário (BPSK)
O sinal BPSK é representado por:
s(t) = Ac cos[wct + Dpm(t)] (5-75a)
onde m(t) é um sinal de dados banda-básica polar. Por conveniência,
considere m(t) tendo valores de pico de + 1 e uma forma de pulso
retangular.
Mostraremos agora que o BPSK é também uma forma de sinalização tipo
AM. Expandindo-se (5-75a)
s(t) = Ac cos(Dpm(t)) coswct – Ac sen(Dpm(t)) sen wct
Lembrando que m(t) tem valores de + 1 e que cos(x) e sen(x) são funções
par e ímpar, respectivamente, de x, a representação do sinal BPSK se reduz
a
s(t) = (Ac cos Dp) coswct – (Ac senDp)m(t) sen wct (5-75b)
 termo de portadora piloto termo de dados
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O nível do termo de portadora piloto é ajustado pelo valor do desvio de pico
Dq = Dp.
Para sinais modulados em ângulos digitais, o índice de modulação digital, h,
é definido por
h = 
p
qD2
(5-76)
onde 2Dq é o desvio de fase pico-a-pico máximo (radianos) durante o tempo
requerido para o envio de um símbolo, Ts. Para sinalização binária, o tempo
de símbolo é igual ao tempo de bit, Ts = Tb.
O nível do termo de portadora piloto é ajustado pelo valor do desvio de
pico, que é Dq = Dp para m(t) = +1. Se Dp for pequeno, o termo de
portadora terá uma amplitude relativamente grande comparada com o termo
de dados, consequentemente, haverá pouca potência no termo de dados (que
contém a informação de fonte). Para se maximizar a eficiência de
sinalização (baixa probabilidade de erro), a potência no termo de dados
necessita ser maximizada. Isto é conseguido fazendo-se Dq = Dp = 90o = p/2
radianos, que corresponde ao índice de modulação digital h = 1. Para este
caso ótimo de h = 1, o sinal BPSK fica
s(t) = -Ac m(t) sen wct (5-77)
No transcorrer deste texto será assumido que Dq = 90o, h = 1, seja usado
para sinalização BPSK (salvo afirmação em contrário). A expressão (5-77)
mostra que BPSK é equivalente à sinalização DSB-SC com uma forma de
onda de dados banda-básica polar.
A envoltória complexa para este sinal BPSK é:
g(t) = jAc m(t) para BPSK (5-78)
Usando-se (3-41), obtemos a PSD para a envoltória complexa,
rg(f) = 
2
b
b
b
2
c fT
fTsen
TA ÷÷
ø
ö
çç
è
æ
p
p
para BPSK (5-79)
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onde m(t) tem valores de + 1, tal que s(t) tem uma potência normalizada
média de 2/A 2c . A PSD para o sinal BPSK correspondente é prontamente
avaliada transladando-se o espectro banda-básica até a frequência portadora,
substituindo-se (5-79) em (5-2b). O espectro BPSK resultante está ilustrado
na figura 5-20b. A largura de faixa nulo-a-nulo para o BPSK é também 2R, a
mesma encontrada para OOK.
Para a detecção do sinal BPSK, deve ser usada detecção síncrona, como
ilustrado pela figura 5-22a. Já que não existe termo de portadora discreto no
sinal BPSK, um PLL poderá ser usado para se extrair a referência de
portadora somente se uma portadora piloto de baixo nível for transmitida
juntamente com este sinal BPSK. Caso contrário um Costas Loop (figura 5-
3) poderá ser usado para sintetizar a referência de portadora a partir deste
sinal DSB-SC (isto é, BPSK) e prover deteção coerente. Todavia a
ambiguidade de fase 180o deve ser resolvida como discutido na seção 5-4.
Isto pode ser conseguido usando-se codificação diferencial na entrada do
transmissor e decodificação diferencial na saída do receptor, como ilustrado
anteriormente na figura 3-17.
Para deteção ótima de BPSK (isto é, menor BER para o caso de AWGN), o
filtro passa-baixas na figura 5.22a é substituído por um processamento de
filtro casado tipo integra-descarrega que foi ilustrado na figura 5-21c, onde
VT é ajustado para 0 V para o caso de BPSK. A probabilidade de erro de bit
resultante é dada na seção 7-3.
Figura 5-22 – Deteção de BPSK e DPSK.