ED 8º SEMESTRE - ELETRONICA APLICADA

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ED 8º SEMESTRE - ELETRONICA APLICADA
 
 1-(A) - v1=1000*0.00535=5.35V v2=1000*0.0055=5.5V 
 Ganho=5.35-5.5=-0.15*100=15 V 
2-(C) - irl=((5V)/(10000O/10000O+2050O))=0.01A 
 
3-(B ) - Através do gerador de pulso usando operacional ele passa para o gerenciador de ganho 
onde ela vai usar a integral e realimentar fazer um filtro utilizando os cálculos matemáticos 
necessários ela vai passar pela integral. Novamente integrante novamente para corrigir o erro 
(sinal distorcidos ruídos )para mostrar a equação resultou neste calculo. 
 
4-(C ) - Como os valores de R1 e R2 são iguais e o valor de saída é igual a Vo= (10 positivo e 
negativo) por sua vez haverá uma divisão pela metade ou seja dando valores simétricos de 
cinco positivo e cinco negativo por sua vez o Beta será 0.5V 
 
5-(D) - AV=((-R2+R1)/(R1)) vo=zero então saída zero 
 
6-(B) - A frequência W , elevada ao quadrado é: 1/L (1/C1 + 1/C2 + 1/C3). Substituindo os 
valores temos: 
W^2 = 1/1 (1/1 + 1/1 + 1/1) 
W^2 = 1 (3) = 3 
W = 3^(1/2) 
Portanto: W= 1.73 rad/s 
7-(C) - Tem distorção por causa que segundo os resultados e a elaboração do gráfico 
demonstrou que ela saiu fora do ponto de operação da largura de faixa, saindo de largura de 
faixa haverá ruído. 
 
8-(C) - v((((5)/(v(2))))^(2)+(((1)/(v(2))))^(2)+10^(2))= Vorms 10.630145812735 Vodc=+10
9-(B) - Como valor de capacitor foi utilizado 10mF através dos cálculos chegou-se à conclusão 
que o sinal de corte será 10HZ. O amplificador operacional nesse caso com modelo filtro passa 
baixo, se abaixarmos mais o valor do capacitor a frequência de corte diminuiria. Se o capacitor 
usado na entrada não inversora. 
 
10-(A) - IN inversora= -(1/((1/2k)+(1/2k)+(1/5k))+1k= 5V*-1.53= -7.65 V IN não inversora= -
(1+(2k/2k))*2V=-4V vo=-11.6V 
 
11-(B) - Ganho= ((1*10^(6))/(((100)/(10^(-3)))))=10HZ 
 
12-(D) - Poderia atenuar a entrada de ruído no interior do PZB, neste caso foi 100 vezes 
 
13-(B) - No entanto, no presente caso constata-se que a expressão do ganho da montagem é 
mais complexa que a então derivada, em particular devido à impossibilidade de separar os 
fatores relativos aos dois acoplamentos apenas referidos. Este facto deve-se à existência de 
uma realimentação das variáveis do porto de saída para o porto de entrada, que é responsável 
pela troca entre o elevado ganho de tensão do AmpOp e o ganho unitário da montagem 
seguidora de tensão. A realimentação acarreta, assim, diversas consequências ao nível das 
montagens: 
 (i) a troca entre o elevado ganho de tensão do AmpOp e a possibilidade de definir o ganho da 
montagem através do cociente entre duas resistências; (ii) a troca e ntre o elevado ganho de 
tensão do AmpOp e uma maior largura banda da montagem; (iii) a troca entre o ganho do 
AmpOp e uma mais elevada resistência de entrada da montagem (a ver adiante); (iv) e, ainda, 
a troca entre o ganho do AmpOp e uma menor resistência de saída da montagem (a ver 
adiante). 
 
14-(E) - Fazendo as medições e através de cálculos de cada etapa da tabela constatou-se que o 
valor real do resistor através da queda de tensão e a corrente achada foi de um resistor 5k 
ohm. 
 
15-(C) - 150/100=1.5v 1.5/100=0.015v 100/100= 1v cmrr=1+0.015=1.015v 
 
16-(A) - av=((100*10^(3))/(10*10^(3)))=10 v=10*0.1=1 V*30% consumo=0.7V
9-(B) - Como valor de capacitor foi utilizado 10mF através dos cálculos chegou-se à conclusão 
que o sinal de corte será 10HZ. O amplificador operacional nesse caso com modelo filtro passa 
baixo, se abaixarmos mais o valor do capacitor a frequência de corte diminuiria. Se o capacitor 
usado na entrada não inversora. 
 
10-(A) - IN inversora= -(1/((1/2k)+(1/2k)+(1/5k))+1k= 5V*-1.53= -7.65 V IN não inversora= -
(1+(2k/2k))*2V=-4V vo=-11.6V 
 
11-(B) - Ganho= ((1*10^(6))/(((100)/(10^(-3)))))=10HZ 
 
12-(D) - Poderia atenuar a entrada de ruído no interior do PZB, neste caso foi 100 vezes 
 
13-(B) - No entanto, no presente caso constata-se que a expressão do ganho da montagem é 
mais complexa que a então derivada, em particular devido à impossibilidade de separar os 
fatores relativos aos dois acoplamentos apenas referidos. Este facto deve-se à existência de 
uma realimentação das variáveis do porto de saída para o porto de entrada, que é responsável 
pela troca entre o elevado ganho de tensão do AmpOp e o ganho unitário da montagem 
seguidora de tensão. A realimentação acarreta, assim, diversas consequências ao nível das 
montagens: 
 (i) a troca entre o elevado ganho de tensão do AmpOp e a possibilidade de definir o ganho da 
montagem através do cociente entre duas resistências; (ii) a troca e ntre o elevado ganho de 
tensão do AmpOp e uma maior largura banda da montagem; (iii) a troca entre o ganho do 
AmpOp e uma mais elevada resistência de entrada da montagem (a ver adiante); (iv) e, ainda, 
a troca entre o ganho do AmpOp e uma menor resistência de saída da montagem (a ver 
adiante). 
 
14-(E) - Fazendo as medições e através de cálculos de cada etapa da tabela constatou-se que o 
valor real do resistor através da queda de tensão e a corrente achada foi de um resistor 5k 
ohm. 
 
15-(C) - 150/100=1.5v 1.5/100=0.015v 100/100= 1v cmrr=1+0.015=1.015v 
 
16-(A) - av=((100*10^(3))/(10*10^(3)))=10 v=10*0.1=1 V*30% consumo=0.7V
17-(D) -Pode-se representar esse circuito por um sistema de malha fechada, onde temos um 
somador e um bloco de realimentação b e um bloco a. A realimentação B é representada por: 
jXL1/j(XL3+XL1-XC3) onde XC= XL1+XL2+XL3. 
Então: XL1/(XL3+XL1-XL1-XL2-XL3) = XL1/-XL2 
Logo: 
B(S) = (SL1/-SL2) = -SL1/SL2, logo B = -L1/L2. 
Porém o ganho é igual a 1/B, assim temos o inverso da realimentação que é -L2/L1. 
 
18-(A) - c=((1)/(2*p+2000*47*10^(-9)))=170hz 
 
19-(A) - Primeiramente realizaremos a média das tensões inversora e não inversora, que no 
caso é (30mV + 50mV)/2 = 40mV. 
Em seguida para a determinação da tensão, dividimos o ganho de tensão (6000) pela taxa de 
rejeição (200) multiplicada pela média de tensão de entrada (40mV). 
Logo, Vo = 120mV. 
 
20-(B) - (((1000)/(1000+2000))*(10+4))30%= 4.6666666666666-1.4= 3.3v 
 
21-(E) - Utilizando os cálculos com os valores das reatâncias capacitiva e indutiva com a base 
de cálculo do circuito RLC foi determinado uma frequência de 58 mega-hertz que é frequência 
de ressonância cristal
17-(D) -Pode-se representar esse circuito por um sistema de malha fechada, onde temos um 
somador e um bloco de realimentação b e um bloco a. A realimentação B é representada por: 
jXL1/j(XL3+XL1-XC3) onde XC= XL1+XL2+XL3. 
Então: XL1/(XL3+XL1-XL1-XL2-XL3) = XL1/-XL2 
Logo: 
B(S) = (SL1/-SL2) = -SL1/SL2, logo B = -L1/L2. 
Porém o ganho é igual a 1/B, assim temos o inverso da realimentação que é -L2/L1. 
 
18-(A) - c=((1)/(2*p+2000*47*10^(-9)))=170hz 
 
19-(A) - Primeiramente realizaremos a média das tensões inversora e não inversora, que no 
caso é (30mV + 50mV)/2 = 40mV. 
Em seguida para a determinação da tensão, dividimos o ganho de tensão (6000) pela taxa de 
rejeição (200) multiplicada pela média de tensão de entrada (40mV). 
Logo, Vo = 120mV. 
 
20-(B) - (((1000)/(1000+2000))*(10+4))30%= 4.6666666666666-1.4= 3.3v 
 
21-(E) - Utilizando os cálculos com os valores das reatâncias capacitiva e indutiva com a base 
de cálculo do circuito RLC foi determinado uma frequência de 58 mega-hertz que é frequência 
de ressonância cristal