Baixe o app para aproveitar ainda mais
Prévia do material em texto
1 SEL314 – Circuitos Eletrônicos II Prova Substitutiva – 2010 1a Questão: Para o circuito da Figura 1: a.) Calcular o ponto quiescente @ 25 °C. b.) Calcular os parâmetros para pequenos sinais e baixas frequências: Ri, Ro e Aυ. c.) Calcular as frequências de corte, nas baixas e nas altas. Dados Psim: KP = 20,0218238 µA/V2 ; VTo=-0,60 V e λ = 0,012 V-1. Nsim: KP = 61,57635468 µA/V2 ; VTo=+0,80 V e λ = 0,010 V-1. As dimensões W/L dos MOSFET ’s são dadas em µm. Dicas: Desconsiderar os efeitos de VSB ≠ 0 e considerar ID7 = ID8. Resolução: a.) Ponto quiescente: As correntes ID8, ID6 e ID4 são iguais e valem: ( ) ( )[ ]SSbnTnSSbPnD VVVVVKL W I −+×−−×××= 2 2 2 8 8 8 12 1 λ (1.1a) ( ) ( )[ ]222 6 6 6 12 1 bXpTpbXPpD VVVVVKL W I −+×+−×××= λ (1.1b) ( ) ( )[ ]XDDpTpXDDPpD VVVVVKL W I −+×+−×××= λ1 2 1 2 4 4 4 (1.1c) Pela geometria de M4 e de M6, também se pode escrever: 2 2bDD X VVV += (1.1d) Através do sistema de três equações (1.1a, 1.1b e 1.1d) e três incógnitas (VX, Vb2 e ID8), pode-se determinar: Vb2 = 9,82788 µV ; VX = 0,750005 V e ID8 = ID6 = ID4 = 9,99934 µA Usando-se o mesmo raciocínio para M1 e M2, tem-se que: ( ) ( )[ ]SSbnTnSSbPnD VVVVVKL W I −+×−−×××= 1 2 1 1 1 1 12 1 λ (1.2a) ( ) ( )[ ]121 2 2 2 12 1 bDDpTpbDDPpD VVVVVKL W I −+×+−×××= λ (1.2b) 2 Figura 1 – Circuito Usado na 1a Questão. Através do sistema de duas equações (1.2a e 1.2b) e duas incógnitas (Vb1 e ID1), pode-se determinar: Vb1 = -0,5000356 V e ID1 = ID2 = 994,72 nA Então: ( ) ( )[ ]5,101,018,05,15,057635468,61 1 8 2 199934,9 )( 2 87 ++×−+−×××=== DCoDD VII µµ ⇒ Vo(DC) = 29,48328 m Então: ID7 = 9,99934 µA ; VGS7 = 0,999964 V e VDS7 = 1,47052 V 3 Os parâmetros incrementais de M7 valem: 100 8,0999964,0 99934,92 7 = − × = µ mg [µA/V] e 148,1099934,901,0 47052,101,01 7 = × ×+ = µds r [MΩ] b.) Grandezas AC do amplificador, para pequenos sinais e baixas frequências: - Resistência de entrada: A resistência de entrada do amplificador vale: 21 21 odod odod i rr rr R + × = onde: ( ) ( ) 431,100 72,99401,0 5,05,101,01 2,0 72,99421 72,99401,0 5,05,101,01 1 = × −+ × × + × −+ = n n n rod [kΩ] e ( ) ( ) 007,698 72,994012,0 5,05,1012,01 4,1 72,99421 72,994012,0 5,05,1012,01 2 = × ++ × × + × ++ = n n n rod [kΩ] ⇒ Ri = 87,8 kΩ - Ganho de tensão: Como a resistência interna do espelho cascode é muito elevada, pode-se afirmar que: MrgA dsm 148,1010077 ×−=×−≅ µυ ⇒ Aυ ≅ -1.014,8 V/V - Resistência de saída: Como a resistência interna do espelho cascode é muito elevada, pode-se afirmar que: Ro ≅ rds7 = 10,148 MΩ c.) Frequências de corte: 13,18 1008,872 1 2 1 = ×× == nkCR f ii CB pipi [Hz] e 68,15 1148,102 1 2 1 = ×× == pMCR f Lo CA pipi [kHz] 4 2a Questão: O circuito da Figura 2 é um inversor digital, mas também é um amplificador analógico essencialmente linear: a.) Sabendo-se que KPn ≅ 3KPp, que Ln = Lp e que λn = 0,0008 V-1 e que λp = 0,001 V-1, calcular a relação Wn / Wp para que o inversor CMOS possua uma tensão de inversão igual a VDD / 2. b.) Calcular o ganho do amplificador com Vi(DC) = Vinv. c.) Com Vi(DC) = Vinv, calcular a relação Wp / Lp para que a frequência de corte nas altas, do amplificador, seja igual a 1 kHz ± 5%. d.) Nessas condições, calcular Ro do amplificador. Dado: KPn = 60 µA/V2; VTn = VTp = 0,8 V. Resolução: a.) Cálculo de Wn / Wp para que Vinv = 1,7 V: Em um inversor CMOS, a tensão de saída se relaciona com a tensão de entrada segundo a Equação 2.1: ( ) ( ) ( ) ( ) ( )22 22 1 Tni Pp Pn p n nTpiDDp Tni Pp Pn p n DDpTpiDD o VV K K W WVVV VV K K W WVVVV V −××++− −××−+×+− = λλ λ (2.1) Essa é a Equação 42 da Apostila Circuitos Especiais e Amplificadores MOS, com Ln = Lp. Numericamente, tem-se que: ( ) ( ) ( ) ( ) ( )22 22 8,07,10008,08,07,14,3001,0 8,07,14,3001,018,07,14,3 7,1 −×××+−−× −××−×+×−− = Pp Pn p n Pp Pn p n K K W W K K W W ⇒ 80008992805,1=× Pp Pn p n K K W W ⇒ 3 1 = p n W W ou Wp = 3Wn e 0027,3= Pp Pn K K ou Wp = 3Wn e KPp = 19,9932115404 µA/V2 b.) Cálculo do ganho do amplificador com Vi(DC) = Vinv: 5 Figura 2 - Circuito Usado na 2a Questão. O ganho do amplificador vale Aυ =∂Vo / ∂Vi, com VDD constante. A Equação 2.1 pode ser condensada como a Equação 2.2. Então: DC BAVo + + = (2.2) e ( )( ) ( )( ) ( )2DC BADCDCBAA + +∂+∂−+∂+∂ =υ (2.3) onde: ( ) ( )DDpTpiDD VVVVA λ+×+−= 12 ; ( )2Tni Pp Pn p n VV K K W W B −××−= ( )2TpiDDp VVVC +−= λ ; ( )2Tni Pp Pn p n n VVK K W W D −××= λ 6 ( ) ( )DDpTpiDD VVVVA λ+×+−×−=∂ 12 ; ( )Tni Pp Pn p n VV K K W W B −×××−=∂ 2 ( )TpiDDp VVVC +−×−=∂ λ2 ; ( )Tni Pp Pn p n n VVK K W W D −×××=∂ λ2 Resolvendo-se a Equação 2.3 com Vi = Vinv = 1,7 V, obtém-se: Aυ = - 2.472,96 V/V c.) Cálculo da relação Wp / Lp para que a frequência de corte nas altas seja igual a 1 kHz ± 5%: A frequência de corte nas altas do amplificador, no caso, vale: Lo CA CR f pi2 1 = ⇒ 9155,15 1010002 1 = ×× = p Ro pi [MΩ] ± 5 % Mas, segundo a Equação 45 da Apostila Circuitos Especiais e Amplificadores MOS: ( ) ( ) υυ AVV I A gg R ToGS Dmm o ×− ×× = + = 221 21 Como: ( )1,70,00110,8140419,9932115 2 1 ×+××××= µ p p D L W I Então: ( ) 96,24729,0 1,70,00110,8140419,99321152 9155,15 1 × ×+×××× = µ p p L W M ⇒ 5,4= p p L W d.) Cálculo de Ro: ( ) ( ) ( ) ( )[ ]7,117,11 7,117,11 21 21 nppnD np dsds dsds o Irr rr R λλλλ λλ +++× +×+ = + × = ⇒ Ro = 15,244 MΩ e fCA = 1,044 kHz
Compartilhar