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Engenharia de Controle Curso: Engenharia Elétrica Professor: Luiz Carlos da Silva São Paulo - 5 de agosto de 2012 Sumário Lista de Tabela v Lista de Figuras vi 1 Variáveis e Sistemas Dinâmicos 1 1.1 Variáveis Dinâmicas Cont́ınuas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 1.2 Sistemas Dinâmicos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 1.3 Comportamento de Sistemas Dinâmicos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 1.4 Representação de Sistemas por Modelos Matemáticos . . . . . . . . . . . . . . . 5 1.5 Classificação de Sistemas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6 1.6 Objetivos da Análise e da Simulação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 2 Principais Conceitos Matemáticos 11 2.1 Números Complexos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11 2.1.1 Identidade de Euler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.1.2 A Forma Exponencial . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 2.1.3 A Forma Polar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 2.2 Definição de Transformada de Laplace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 2.3 Existência da Transformada de Laplace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 2.4 Transformadas de Laplace de Funções Simples . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4.1 Constante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4.2 Exponencial Crescente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4.3 Exponencial Decrescente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4.4 Cosseno . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4.5 Seno . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 2.4.6 Cosseno e Seno com Amplitude e Ângulo de Fase Quaisquer . . . . . . . 19 2.5 Propriedades Fundamentais da TL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.5.1 Linearidade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.5.2 Translação na Frequência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.5.3 Diferenciação na Frequência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.6 Transformadas de Laplace de Derivadas e Integrais . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.6.1 Transformadas de Derivadas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 2.6.2 Transformadas de Integrais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.7 Funções Singulares e suas Transformadas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 2.7.1 Degrau Unitário . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 i SUMÁRIO 2.7.2 Fórmula de Recorrência para Definição de Outras Funções Singulares . . 23 2.7.3 Integrais Sucessivas do Degrau Unitário . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 2.7.4 Impulso Unitário e Funções Impulsivas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 2.8 Translação no Tempo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 2.8.1 Degrau Transladado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 2.8.2 Impulso Transladado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 2.8.3 Propriedade da Translação no Tempo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 2.9 Teorema do Valor Inicial . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 2.10 Teorema do Valor Final . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 2.11 Outras Transformadas de Laplace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 2.11.1 Produtos de Exponenciais e Funções Senoidais . . . . . . . . . . . . . . . 30 2.11.2 Produtos de Exponenciais e Potência no Tempo . . . . . . . . . . . . . . 31 2.11.3 Produtos de Funções Senoidais e Potência no Tempo . . . . . . . . . . . 31 2.11.4 Produtos de Exponenciais, Funções Senoidais e Potência no Tempo . . . 32 2.12 Transformada Inversa de Laplace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 2.13 Transformadas de Laplace Racionais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 2.13.1 Definições Básicas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 2.13.2 Determinação da Transformadas Inversas de Laplace . . . . . . . . . . . 34 2.14 Principais Transformadas de Laplace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 2.15 Propriedades da Transformada de Laplace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 2.16 Exemplos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 3 Modelos Matemáticos de Sistemas e Diagrama de Blocos 45 3.1 Diagramas de Blocos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 3.1.1 Blocos em Cascata . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.1.2 Blocos em Paralelo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.1.3 Blocos com Ramo de Realimentação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.2 Representação Matemática . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 3.2.1 Sistemas Mecânicos de Translação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 3.2.2 Sistemas Mecânicos de Rotação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49 3.2.3 Sistemas Elétricos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 3.2.4 Analogia entre Sistemas Mecânicos e Elétricos . . . . . . . . . . . . . . . 51 3.3 O Modelo Matemático de Sistemas Dinâmicos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 3.3.1 Prinćıpio de D’Alembert . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 3.3.2 Lei de Kirchhoff . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 3.3.3 Equivalentes Thevenin e Norton de Indutância e Capacitância Inicial- mente Energizadas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 3.4 Circuito Transformado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 3.5 Função de Transferência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 4 Respostas de Sistemas Dinâmicos 61 4.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 4.2 Sistemas de Primeira Ordem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62 4.3 Sistemas de Segunda Ordem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66 5 Estabilidade de Sistemas Dinâmicos 72 5.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72 5.2 Estabilidade e Pólos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73 5.3 Critério de Estabilidade de Routh-Hurwitz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73 5.4 Aplicação do critério de estabilidade de Routh na análise de sistemas de controle 77 ii SUMÁRIO 6 Qualidade de Sistemas 79 6.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 6.2 Definições no domı́nio do tempo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 6.3 Qualidade de sistemas de 1a ordem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80 6.3.1 Entrada degrau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81 6.3.2 Entrada rampa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82 6.3.3 Entrada impulso . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82 6.4 Qualidade de sistemas de 2a ordem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83 6.4.1 Entrada degrau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83 6.4.2 Entrada impulso . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 6.5 Sistemas de ordem superior . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96 7 Lugar das Ráızes 97 7.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97 7.2 Lugares das ráızes de sistemas de primeira ordem . . . . . . . . . . . . . . . . . 97 7.3 Lugares das ráızes de sistemas de segunda ordem . . . . . . . . . . . . . . . . . 98 7.4 Lugares das Ráızes de Sistemas em Malha Fechada . . . . . . . . . . . . . . . . 100 7.5 Interpretação dos Diagramas dos Lugares das Ráızes . . . . . . . . . . . . . . . 103 7.6 Adição de polos e zeros no lugar das ráızes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 107 7.6.1 Efeitos da adição de polos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 107 7.6.2 Efeitos da adição de zeros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108 7.6.3 Polos e zeros adicionais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108 8 Erro em regime permanente 111 8.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111 8.2 Classificação dos sistemas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113 8.2.1 Tipo do sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113 8.2.2 Ordem do sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 114 8.3 Erro em regime permanente para uma determinada entrada . . . . . . . . . . . . 115 8.3.1 Entrada degrau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115 8.3.2 Entrada rampa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 8.4 Erro em regime permanente devido ao distúrbio com realimentação não unitária 118 9 Controladores 120 9.1 Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 120 9.2 Tipos de controles . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 120 9.2.1 Controle Proporcional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 120 9.2.2 Controle Integral . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 121 9.2.3 Controle Proporcional mais Integral (PI) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 9.2.4 Controle derivativo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 126 9.2.5 Controle Proporcional mais Derivativo (PD) . . . . . . . . . . . . . . . . 127 9.2.6 Controle PID . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129 9.3 Implementação das leis de controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132 9.3.1 Controlador Proporcional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132 9.3.2 Controlador Integral . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 9.3.3 Controlador PI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134 9.3.4 Controlador Derivativo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134 9.3.5 Controlador PD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 135 9.3.6 Controlador PID . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 9.3.7 Somador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138 9.3.8 Subtrator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138 iii SUMÁRIO 9.4 Projeto de controlador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 9.4.1 Método do lugar das ráızes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 Bibliografia 144 iv Lista de Tabelas 1.1 Critérios para classificação de sistemas dinâmicos. . . . . . . . . . . . . . . . . . 6 2.1 Localização de pólos e parcelas correspondentes da TL Inversa . . . . . . . . . . 37 2.2 Transformada de Laplace. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39 2.3 Propriedades da Transformada de Laplace. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 3.1 Analogia de sistemas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 4.1 Entradas padronizadas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62 8.1 Erro em regime permanente para entradas unitárias. . . . . . . . . . . . . . . . . 118 v Lista de Figuras 1.1 Gráfico de Y1(t). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 1.2 Gráfico de Y2(t) para ωn = 2.5rd/s e ζ = 0.3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 1.3 Bloco representativo de um sistema dinâmico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 1.4 Indicação de existência de condições iniciais em um sistema dinâmicos. . . . . . 4 1.5 Importância da condição inicial no comportamento do ser humano. . . . . . . . 4 1.6 Representação geral de um sistemas, mostrando entradas, variáveis de estado e sáıdas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6 1.7 (a) Bobina; (b)representação aproximada por parâmetros concentrados. . . . . . 7 1.8 Variável cont́ınua e discreta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 2.1 Gráfico de números complexos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 2.2 Soma gráfica de números complexos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.3 Representação gráfica de números complexos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 2.4 Funções degrau e senoidal indicando os valores iniciais em t = 0− e t = 0+. . . . 21 2.5 Degrau unitário. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 2.6 Uma função multiplicada pelo degrau unitário. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 2.7 Funções rampa e parábola unitárias. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 2.8 (a)Função f−1(t); (b)Derivada da função (a); (c)Degrau unitário; (d)Impulso unitário U0(t). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 2.9 Velocidade e aceleração de um corpo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 2.10 Degrau unitário transladado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 2.11 Impulso unitário transladado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 2.12 Propriedade da amostragem da função impulso unitário. . . . . . . . . . . . . . 28 2.13 Função transladada no tempo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 2.14 Gráfico de uma função com amplitude variável. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 2.15 Plano “s” e região admisśıvel dos pontos singulares de F (s) para aplicação da fórmula da transformada inversa de Laplace. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 2.16 Posśıveis localizações de pólos de uma função racional no plano complexo “s”. . . 36 2.17 Figura relativa ao Exemplo 2.2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 2.18 Função periódica (onda quadrada). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 3.1 Componentes de um diagrama de blocos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 3.2 Trajetórias do sinal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.3 Blocos em cascata. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.4 Ramo de alimentação. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 vi LISTA DE FIGURAS 3.5 Ramo de realimentação. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 3.6 Diagrama de bloco referente ao Exemplo 3.1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 3.7 Parâmetros de sistemas mecânicos de translação. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49 3.8 Parâmetros de sistemas mecânicos de rotação. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 3.9 Parâmetros de sistemas elétricos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 3.10 Capacitor inicialmente energizado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 3.11 Equivalente Thevenin para capacitor inicialmente energizado. . . . . . . . . . . . 53 3.12 Equivalente Norton para capacitor inicialmente energizado. . . . . . . . . . . . . 53 3.13 Indutor inicialmente energizado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 3.14 Equivalente Thevenin para indutor inicialmente energizado. . . . . . . . . . . . . 54 3.15 Equivalente Norton para indutor inicialmente energizado. . . . . . . . . . . . . . 54 3.16 Resistor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 3.17 Transformada de Laplace do resistor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 3.18 Indutor com corrente inicial. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 3.19 Transformada de Laplace do Equivalente Thevenin para indutor com corrente inicial. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 3.20 Transformada de Laplace do Equivalente Norton para indutor com corrente inicial. 56 3.21 Capacitor inicialmente carregado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57 3.22 Transformada de Laplace do Equivalente Thevenin para capacitor inicialmente energizado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57 3.23 Transformada de Laplace do Equivalente Norton para indutor inicialmente ener- gizado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 3.24 Sistema massa-mola-amortecedor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 3.25 Sistema resistor-indutor-capacitor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 3.26 Representação do diagrama de blocos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60 4.1 Resposta em regime transitório e em regime permanente de uma mola . . . . . . 61 4.2 Carga mecânica rotacional. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63 4.3 Gráfico da resposta do sistema de 1a ordem para impulso unitário. . . . . . . . . 64 4.4 Gráfico da resposta do sistema de 1a ordem para degrau unitário. . . . . . . . . 65 4.5 Gráfico da resposta do sistema de 1a ordem para rampa unitária. . . . . . . . . . 65 4.6 Carga mecânica de translação. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66 4.7 Gráfico da resposta do sistema de 2a ordem para impulso unitário. . . . . . . . . 67 4.8 Gráfico da resposta do sistema de 2a ordem para degrau unitário. . . . . . . . . 68 4.9 Gráfico da resposta do sistema de 2a ordem para rampa unitária. . . . . . . . . . 68 4.10 Gráfico da resposta do sistema de 2a ordem para senóide unitária. . . . . . . . . 69 4.11 Circuito com resistor e indutor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69 4.12 Circuito após fechamento da chave. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 4.13 Gráfico das correntes em função do tempo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71 5.1 Tipos de equiĺıbrio de um corpo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73 5.2 Figura relativa ao Exemplo 5.4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77 6.1 Curva de resposta mostrando os tempos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80 6.2 Sistema de 1a ordem. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80 6.3 Resposta ao degrau de um sistema de 1a ordem. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81 6.4 Resposta à rampa de um sistema de 1a ordem. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82 6.5 Resposta ao impulso de um sistema de 1a ordem. . . . . . . . . . . . . . . . . . 83 6.6 Sistema de 2a ordem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83 6.7 Pólos de sistemas de 2a ordem para equação caracteŕıstica da forma s2 +2ζωns+ ω2n = 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84 vii LISTA DE FIGURAS 6.8 Resposta ao degrau de sistema de 2a ordem com amortecimento nulo. . . . . . . 85 6.9 Resposta ao degrau de sistema de 2a ordem subamortecido. . . . . . . . . . . . . 87 6.10 Resposta ao degrau de sistema de 2a ordem criticamente amortecido. . . . . . . 91 6.11 Resposta ao degrau de sistema de 2a ordem superamortecido. . . . . . . . . . . . 93 6.12 Resposta ao impulso de sistema de 2a ordem com amortecimento nulo. . . . . . 94 6.13 Resposta ao impulso de sistema de 2a ordem subamortecido. . . . . . . . . . . . 95 6.14 Resposta ao impulso de sistema de 2a ordem criticamente amortecido. . . . . . . 95 6.15 Resposta ao impulso de sistema de 2a ordem superamortecido. . . . . . . . . . . 96 7.1 Lugar das ráızes para sistema de primeira ordem. . . . . . . . . . . . . . . . . . 98 7.2 Lugar das ráızes para o sistema de segunda ordem. . . . . . . . . . . . . . . . . 99 7.3 Resposta do sistema a uma entrada degrau unitário com variação de k. . . . . . 99 7.4 Figura referente ao Exemplo 7.1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100 7.5 Lugar das ráızes referente ao Exemplo 7.1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100 7.6 Sistema em malha fechada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101 7.7 Figura referente ao Exemplo 7.2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 7.8 Figura referente ao Exemplo 7.3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 103 7.9 Polos complexos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 104 7.10 Frequência angular e coeficiente de amortecimento. . . . . . . . . . . . . . . . . 105 7.11 Efeito de variação de K em ωn e ζ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105 7.12 Limiar de estabilidade. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106 7.13 Estabilidade relativa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106 7.14 Gráfico do lugar das ráızes de um sistema com: a) um único polo, b) dois polos e c) três polos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 107 7.15 Gráfico do lugar das ráızes: (a) de um sistema com três polos, (b), (c) e (d) mostram os efeitos da adição de um zero. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108 7.16 Resposta t́ıpica no tempo como função da localização do polo real. . . . . . . . . 109 7.17 Diagrama de polo-zero. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 8.1 Sistema de controle em malha fechada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111 8.2 Malha fechada com realimentação não-unitária. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 8.3 Conversão para realimentação unitária. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 8.4 Sistema equivalente com realimentação unitária. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 8.5 Figura referente ao exerćıcio 8.2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 114 8.6 Erro em regime permanente para uma entrada degrau. . . . . . . . . . . . . . . 116 8.7 Erros de regime permanente: (a) entrada degrau, (b) entrada rampa e (c) entrada parabólica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 117 8.8 Sistema com realimentação não unitária sujeito a distúrbio. . . . . . . . . . . . . 118 8.9 Sistema com distúrbio zerado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 118 8.10 Sistema com entrada de referência zerada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119 9.1 Resposta do controlador proporcional ao degrau. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 121 9.2 Controle proporcional em malha fechada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 121 9.3 Resposta do controlador integral ao degrau. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122 9.4 Controle integral em malha fechada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122 9.5 Figura referente ao Exemplo 9.1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 9.6 Controle proporcional mais integral. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 9.7 Resposta do controlador proporcional mais integral ao degrau. . . . . . . . . . . 124 9.8 Figura referente ao Exemplo 9.2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 126 9.9 Resposta do controlador derivativo a rampa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 127 9.10 Controle derivativo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 127 viii LISTA DE FIGURAS 9.11 Controle proporcional mais derivativo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 128 9.12 Figura referente ao Exemplo 9.3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129 9.13 Controlador PID . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129 9.14 Figura referente ao Exemplo 9.4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131 9.15 A forma inversora do amplificador operacional. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132 9.16 A forma geral do amplificador operacional. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132 9.17 Controlador Proporcional. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 9.18 Controlador Integral. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133 9.19 Controlador PI. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134 9.20 Controlador Derivativo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 135 9.21 Controlador PD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 135 9.22 Controlador PID simplificado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136 9.23 Controlador PID. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 137 9.24 Bloco somador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138 9.25 Somador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138 9.26 Bloco subtrator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 139 9.27 Subtrator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 139 9.28 Lugar das ráızes de malha aberta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140 9.29 Lugar das ráızes com o ponto desejado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141 9.30 Lugar das ráızes com o polo na origem. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 142 9.31 Lugar das ráızes mostrando os ângulos dos polos e zeros ao ponto P. . . . . . . . 142 9.32 Determinação dos zeros. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143 ix Caṕıtulo 1 Variáveis e Sistemas Dinâmicos 1.1 Variáveis Dinâmicas Cont́ınuas Qualquer sistema ou organismo que esteja sujeito a algum tipo de movimento ou atividade, terá as grandezas que caracterizam seu estado, ou sua posição, variando ao longo do tempo. Em sistemas f́ısicos, existem várias grandezas que caracterizam o estado, a atividade ou o movimento, tais como posição, velocidade, aceleração, força, conjugado, pressão, temperatura, ńıvel, vazão, carga, tensão e corrente elétricas, e várias outras, além de suas respectivas taxas de variação. Quando se deseja determinar a evolução de tais grandezas ao longo do tempo, aplicam- se as leis f́ısicas que regem o comportamento dos vários elementos que formam o sistema, estabelecendo-se as equações matemáticas de seu comportamento dinâmico. As grandezas que variam ao longo do tempo são denominadas variáveis dinâmicas, por serem funções do tempo. Como exemplo, pode-se citar a velocidade angular de um motor ou de um grupo turbina-gerador, uma corrente elétrica em um circuito, e assim por diante. Na análise de sistemas dinâmicos, sempre se busca obter a relação entre cada uma das variáveis e o tempo, através de fórmulas e equações matemáticas ou de gráficos. Assim, no equacionamento desses sistemas, o tempo será sempre a variável independente, e será denotado por t, que evidentemente é uma variável real, ou seja, t ∈ <, onde < representa o conjunto dos números reais. Para se explicitar que uma variável dinâmica y é função (depende) do tempo, tal variável é denotada por y(t). Dois exemplos de funções do tempo encontradas em sistemas dinâmicos simples são os seguintes: y1(t) = { 0, t > 0 1− e−t/T , t ≥ 0 (1.1) y2(t) = 0, t < 0 1− e−ζωnt√ 1− ζ2 sin (√ 1− ζ2ωnt+ cos−1 ζ ) , t ≥ 0 (1.2) onde T , ζ e ωn são parâmetros, relacionados com os componentes dos sistemas. 1 CAPÍTULO 1. VARIÁVEIS E SISTEMAS DINÂMICOS Figura 1.1: Gráfico de Y1(t). Figura 1.2: Gráfico de Y2(t) para ωn = 2.5rd/s e ζ = 0.3. Os gráficos das funções dadas por Y1(t) e Y2(t) são mostrados nas Figuras 1.1 e 1.2. Nor- malmente considera-se que t = 0 é o instante em que o sistema é colocado em funcionamento ou sofre alguma perturbação cujos efeitos se deseja estudar. Em tais casos é comum que a maioria, ou mesmo a totalidade, das variáveis do sistema seja nula para t < 0. Nestes, casos, equações como 1.1 e 1.2 são escritas apenas com as expressões relativas a t ≥ 0, subentendendo-se que para t < 0 a variável é nula, ou então não é de interesse. Este procedimento é o que será adotado ao longo deste texto. Todas as variáveis dinâmicas citadas e exemplificadas até aqui são variáveis cont́ınuas, pri- meiro porque o tempo é uma variável cont́ınua, e segundo porque essas variáveis são funções do tempo, isto é, para todo e qualquer instante de tempo, existe um valor definido para qualquer uma dessas variáveis. Em sistemas dinâmicos e de controle, após decorrido um tempo suficientemente longo, mui- tas das variáveis tendem para um valor constante. Matematicamente, este tempo suficiente- mente longo é denotado por t→∞. Para uma variável y(t) esse valor constante é denominado valor final, valor de regime permanente ou componente permanente, e denotado por y(∞), sendo expresso matematicamente como segue: y(∞) = lim t→∞ y(t) (1.3) Com a definição de componente permanente, surge intuitivamente o conceito de componente transitória (ou simplesmente transitório), dada por: yt(t) = y(t)− y(∞) (1.4) 2 CAPÍTULO 1. VARIÁVEIS E SISTEMAS DINÂMICOS de forma que y(t) = y(∞) + yt(t) (1.5) De acordo com estas definições, é evidente que, nas equações 1.1 e 1.2, para t > O, y1t(t) = −e−t/T (1.6) y2t(t) = − e−ζωnt√ 1− ζ2 sin (√ 1− ζ2ωnt+ cos−1 ζ ) (1.7) y1 (∞) = y2 (∞) = 1 (1.8) 1.2 Sistemas Dinâmicos Um sistema é qualquer conjunto de elementos interagentes, nos quais existam relações de causa e efeito entre as variáveis. Esta definição é necessariamente geral, porque deve abranger uma grande variedade de sistemas. A caracteŕıstica importante desta definição é a de explicitar que as interações entre as diversas variáveis do sistema devem ser levadas em conta na modelagem e análise dos sistemas, ao invés de tratar cada elemento separadamente. O uso da palavra sistema não se restringe a sistemas f́ısicos. O conceito de sistema pode ser aplicado ao estudo de outros fenômenos dinâmicos, tais como os que ocorrem, por exemplo, em economia, sociologia e biologia. Assim, em textos que tratam de sistemas de forma abrangente, são encontradas citações e exemplos sobre sistemas econômicos, sociológicos, biológicos, e outros, além dos sistemas f́ısicos. Sistemas dinâmicos são sistemas com variáveis que dependem do tempo t. A análise de tais sistemas consiste em determinar a resposta (ou respostas) do sistema a uma excitação (ou a um conjunto de excitações). Entende-se por excitação de um sistema dinâmico qualquer variável ou sinal, vindo de uma fonte externa, o qual, sendo aplicado ao sistema, provoca variações em uma ou mais de suas variáveis dinâmicas. As excitações de um sistema dinâmico são também denominadas entradas, e as respostas são denominadas sáıdas. Figura 1.3: Bloco representativo de um sistema dinâmico. 1.3 Comportamento de Sistemas Dinâmicos O comportamento de um sistema dinâmico a partir de um instante inicial t0 depende da estrutura do sistema, das entradas para t ≥ t0, e também do efeito acumulado de entradas anteriores a t0 efeito este que resulta nas condições iniciais do sistema. Se o sistema estiver em repouso no instante inicial, as condições iniciais são nulas. Por estrutura do sistema entende-se o conjunto de elementos do sistema e a forma como eles são interconectados. A estrutura determina se o sistema estável ou instável, rápido ou lento, 3 CAPÍTULO 1. VARIÁVEIS E SISTEMAS DINÂMICOS oscilatório ou não-oscilatório. É evidente que tais caracteŕısticas só podem ser observadas na sáıda (resposta) do sistema, a qual depende da entrada aplicada e das condições iniciais. Costuma-se distinguir a resposta devida somente a condições iniciais da resposta devida somente a entradas, conforme a Figura 1.4 e as definições a seguir: 1. Resposta livre: é a sáıda (resposta) obtida para t ≥ t0 para certas condições iniciais no instante t0 considerando o sistema não-excitado, isto é, com entrada(s) nula(s). 2. Resposta Forçada: é a sáıda (resposta) obtida para t ≥ t0 para uma determinada entrada (ou conjunto de entradas) conhecida(s) para t ≥ t0 com condições iniciais nulas. 3. Resposta Total: é a sáıda (resposta) do sistema que, simultaneamente, tem condições iniciais e está sujeito a uma determinada entrada (ou conjunto de entradas). Figura 1.4: Indicação de existência de condições iniciais em um sistema dinâmicos. Normalmente, por“resposta” já se entende a resposta total. Em sistemas lineares, a resposta total é dada pela soma da resposta livre com a resposta forçada (Prinćıpio da Superposição). A condição inicial de um sistema pode ter influência radical no comportamento de um individuo, como mostra a Figura 1.5, ilustrando as diferentes reações a três beliscões seguidos. Figura 1.5: Importância da condição inicial no comportamento do ser humano. 4 CAPÍTULO 1. VARIÁVEIS E SISTEMAS DINÂMICOS 1.4 Representação de Sistemas por Modelos Matemáticos Um modelo matemático, ou, simplesmente, modelo, é a descrição de um sistema em termos de equações. A base para construção de um modelo são as leis f́ısicas que os elementos do sistema e suas estruturas de interconexão obedecem. Como exemplos pode-se citar, entre muitos, o principio da conservação de energia, as leis de Kirchhoff para circuitos elétricos, e as leis de Newton para sistemas mecânicos. A finalidade do modelo é permitir a determinação das caracteŕısticas dinâmicas e o cálculo das sáıdas do sistema, dadas as condições iniciais e as entradas. Um modelo pode ser com- parado a um mapa, que permite às pessoas percorrerem caminhos e atingirem destinos antes desconhecidos. Um modelo permite a um matemático ou a um analista de sistemas obter a resposta de um sistema f́ısico que ele não conhece. Os modelos mais utilizados na representação de sistemas cont́ınuos são os seguintes: • Equações diferenciais (ED) • Funções de transferência (FT’s) • Diagramas de Blocos (DB’s) • Equações de Estado (EE’s) A equação diferencial (ED) é o modelo básico para a representação de sistemas cont́ınuos. Sistemas simples podem ser representados por uma única equação diferencial. Sistemas mais complexos são modelados por partes, obtendo-se então um sistema de ED’s como modelo. As ED’s são obtidas a partir das leis f́ısicas obedecidas pelo sistema e seus elementos. Os outros modelos citados são obtidos a partir das ED’s. As funções de transferência (FT’s) são utilizadas para representar sistemas ou subsistemas lineares invariantes, relacionando diretamente a sáıda com a entrada do sistema. É um tipo de modelo bastante importante para análise de estabilidade e de outras caracteŕısticas dinâmicas, além de ser de fundamental importância para representar elementos e subsistemas simples, na construção de modelos mais complexos. Os diagramas de blocos (DB’s) tem a finalidade de ilustrar a interconexão de elementos e de subsistemas para a formação do sistema. Num DB, cada elemento ou subsistema, com apenas uma entrada e uma sáıda, é representado por um bloco, como na Figura 1.3. A sáıda de um bloco pode ser entrada para outro ou outros. Assim, os blocos são interligados através de linhas orientadas, mostrando claramente as relações de causa e efeito entre os vários componentes do sistema. As equações de estado (EE’s) formam uma outra classe de modelo, no qual é definido um conjunto de variáveis de estado (VE’s), que é diferente do conjunto de sáıdas, sendo geralmente mais amplo. Normalmente o conjunto das VE’s inclui uma ou mais sáıdas. As variáveis de estado devem ser escolhidas de tal modo que o conhecimento de seus valores em qualquer instante inicial t0 e o conhecimento das entradas para todo t ≥ t0 seja suficiente para determinar as sáıdas e as variáveis de estado também para todo t ≥ t0. Uma exigência adicional é a de que as variáveis de estado sejam independentes, significando que não pode ser posśıvel expressar uma variável de estado como uma função algébrica de outras. Este método é especialmente conveniente para a análise de sistemas com várias entradas e sáıdas e para a obtenção de soluções computacionais. As variáveis de estado podem justificar aspectos importantes do comportamento do sistema, quaisquer que sejam as sáıdas. Assim, as equações de sáıda podem ser escritas como funções algébricas das variáveis de estado, das entradas e do tempo. Por esta caracteŕıstica , o modelo de estado, assim entendida a representação do sistema através de equações de estado, é considerado como uma representação interna do sistema, isto é, contendo todos os seus detalhes. Este conceito é ilustrado pela Figura 1.6. 5 CAPÍTULO 1. VARIÁVEIS E SISTEMAS DINÂMICOS Figura 1.6: Representação geral de um sistemas, mostrando entradas, variáveis de estado e sáıdas. 1.5 Classificação de Sistemas Um sistema dinâmico pode ser classificado de acordo com vários critérios: caracteŕısticas espaciais, linearidade, continuidade do tempo e das variáveis, variação de parâmetros, número de entradas e sáıdas e existência de excitação. As posśıveis classificações, segundo cada critério, estão resumidas na Tabela 1.1 e são comentadas a seguir. CRITÉRIO CLASSIFICAÇÃO Caracteŕısticas especiais . Parâmetros concentrados . Parâmetros distribúıdos Linearidade (Superposição . Linear e Homogeneidade) . Não-linear Continuidade no tempo . Cont́ınuo (Analógico) . Discreto . Dados amostrados (Hı́bridos) Variação de parâmetros . Invariantes . Variantes Número de entradas e sáıdas . Univariável (UV) ou SISO (Single-Input/Multiple-Output) . Multivariável (MV) ou MIMO (Multiple-Input/Multiple-Output) Existência de excitação . Não-excitado, livre ou autônomo . Excitado Tabela 1.1: Critérios para classificação de sistemas dinâmicos. • Caracteŕısticas espaciais: De acordo com este critério, um sistema pode ser de parâme- tros concentrados ou de parâmetros distribúıdos. Um sistema de parâmetros distribúıdos (ou sistema distribúıdo) não tem um número finito de pontos nos quais podem ser defi- nidas variáveis de estado. Por isto, muitos autores chamam os sistemas distribúıdos de sistemas de dimensão infinita. Em contraste, um sistema de parâmetros concentrados pode ser descrito por um número finito de variáveis de estado. Para ilustrar estes dois tipos de sistemas, examina-se aqui o sistema distribúıdo que é uma bobina, constitúıda por um fio condutor enrolado sobre um núcleo magnético, como está 6 CAPÍTULO 1. VARIÁVEIS E SISTEMAS DINÂMICOS mostrado na Figura 1.7(a). Se uma excitação elétrica é aplicada aos terminais da bobina, valores diferentes de tensão existirão em todos os pontos da bobina, dentro do conceito de sistema distribúıdo. Para desenvolver um circuito de parâmetros concentrados cujas variáveis, nos terminais se aproximem rigorosamente daquelas do elemento distribúıdo (a bobina), pode se representar a resistência do fio através de uma resistência concentrada R, e o efeito indutivo relativo ao campo magnético por uma única indutância L. O circuito de parâmetros concentrados é mostrado na Figura 1.7(b). Note-se que neste exemplo os dois elementos no modelo de parâmetros concentrados não correspondem a partes f́ısicas separadas do sistema real. A resistência e a indutância da bobina não podem ser separadas fisicamente uma da outra.Sistemas de parâmetros concentrados são representados por equações diferenciais ordinárias. Sistemas de parâmetros distribúıdos são representados por equações diferenciais parciais. Figura 1.7: (a) Bobina; (b)representação aproximada por parâmetros concentrados. • Linearidade: Um sistema também pode ser classificado como linear ou não-linear. Um sistema linear é todo aquele que possui simultaneamente as propriedades da homogenei- dade e da superposição. O sistema possui a propriedade da homogeneidade quando a multiplicação da entrada por uma constante σ faz com que a sáıda também seja multipli- cada por σ. A propriedade da superposição consiste em que a resposta a várias entradas aplicadas simultaneamente seja a soma das respostas individuais a cada entrada aplicada separadamente. Qualquer sistema que não satisfaça, simultaneamente, as duas propriedades da lineari- dade, é um sistema não-linear. • Continuidade no tempo: Uma outra base de classificação de sistemas dinâmicos é a continuidade das variáveis ao longo do tempo. Um sistema cont́ınuo é aquele em que todas as variáveis são cont́ınuas (ver Seção 1.1). Variáveis cont́ınuas também são chamadas de analógicas, porque circuitos eletrônicos onde as tensões e correntes são cont́ınuas são chamados de circuitos analógicos. Assim, um sistema cont́ınuo também é, por vezes, denominado sistema analógico. Em um sistema discreto as variáveis são discretas, isto é, só existem em instantes distintos de tempo, e não são definidas ou então não são de interesse entre estes instantes. Por exemplo, os circuitos digitais encontrados em microprocessadores e em computadores são sistemas discretos, pois as tensões e correntes só variam em instantes de tempo discretos, múltiplos do peŕıodo definido pelo relógio (“clock”) que comanda o circuito; as variações de tensão são múltiplas da resolução do circuito. Sistemas cont́ınuos são descritos por equações diferenciais e sistemas discretos por equa- ções de diferenças. 7 CAPÍTULO 1. VARIÁVEIS E SISTEMAS DINÂMICOS Quando um sistema é constitúıdo por uma parte continua e outra discreta, diz-se que o sistema é um sistema de dados amostrados, ou h́ıbrido. Este é o caso, por exemplo, de sistemas dinâmicos cont́ınuos controlados por computador. O computador recebe de conversores analógico-digitais (A/D) amostras das variáveis continuas, e faz o seu processamento para gerar a ação de controle. As variáveis discretas de entrada para o computador são dados amostrados das respectivas variáveis continuas. A Figura 1.8 ilustra a diferença entre variáveis cont́ınuas e discretas; os instantes de amostragem são múltiplos de um intervalo de amostragem T , como se vê na Figura 1.8(b). Figura 1.8: Variável cont́ınua e discreta. • Variação de parâmetros: Este critério de classificação serve para distinguir sistemas de parâmetros constantes (fixos) de sistemas com parâmetros variáveis. Sistemas cujos parâmetros são constantes são denominados sistemas invariantes. Quando um sistema possui elementos cujas caracteŕısticas mudam ao longo do tempo implicando em variação de parâmetros, diz-se que ele é um sistema variante. Parâmetros podem variar por causa de fatores ambientais, tais como temperatura, umidade e radiação. Um exemplo conhecido de sistema variante é o de foguetes lançadores de satélites e de veiculas espaciais, cuja massa é variável, pois mais de dois terços da massa inicial do foguete é combust́ıvel, que é todo consumido nos poucos minutos de duração do primeiro estágio do vôo de lançamento. Nas equações diferenciais que descrevem sistemas variantes, alguns coeficientes serão fun- ções independentes do tempo. Além disso, um atraso na entrada de um sistema variante no tempo irá afetar a amplitude e a forma da resposta. Nos sistemas invariantes, o modelo do sistema, que descreve as relações entre as entradas, as variáveis de estado e as sáıdas, é independente do tempo. Se um sistema deste tipo está em repouso, um atraso de um tempo Td na entrada apenas atrasará a resposta do mesmo tempo Td, sem que haja qualquer mudança em sua amplitude ou forma de onda. • Número de Entradas e Sáıdas: Um sistema que tenha uma única excitação e uma única resposta de interesse é denominado sistema univariável (UV). Tais sistemas tam- bém são conhecidos pela sigla SISO, que são as iniciais em inglês de “uma entrada/uma 8 CAPÍTULO 1. VARIÁVEIS E SISTEMAS DINÂMICOS sáıda” (Single-Input/Single-Output). Um sistema com mais de uma entrada e/ou sáıda é denominado sistema multivariável (MV). Tais sistemas também são conhecidos pela sigla MIMO, que são as iniciais em inglês de “múltiplas entradas/múltiplas sáıdas” (Multiple- Input/Multiple-Output). • Existência de excitação: Um sistema que não possui excitação externa, possuindo apenas condições iniciais, é denominado sistema não-excitado, autônomo ou livre. Quando existe excitação externa, diz-se que o sistema é excitado. 1.6 Objetivos da Análise e da Simulação O objetivo principal da análise de um sistema dinâmico é a determinação de suas caracte- ŕısticas dinâmicas e das respostas para as condições iniciais e excitações a que estará sujeito. A análise normalmente é uma das etapas do projeto e ajuste de controladores para sistemas dinâmicos. Na realidade, o limite entre as áreas de conhecimento denominadas “análise de sistemas” e “teoria de controle” não é bem definido. A análise de sistemas explica porque um sistema comporta-se de uma certa maneira. A teoria de controle estabelece métodos para se modificar o sistema, através de ajustes de parâmetros e introdução de controladores, de modo a alterar a resposta para uma forma desejada. Assim, não é surpreendente que o grau de sucesso na tarefa de se projetar um sistema de controle seja criticamente dependente da boa execução da tarefa de se analisar o sistema. Portanto, a análise deve ser encarada como um pré-requisito par a dominação das técnicas de projeto de sistemas de controle. A análise completa de um sistema dinâmico tem três etapas bastante distintas: I - Modelagem II - Determinação das Caracteŕısticas Dinâmicas III - Obtenção das Respostas A modelagem consiste na representação do sistema por um modelo matemático, conforme já comentado na Seção 1.4. A determinação das caracteŕısticas dinâmicas consiste na determinação matemática das caracteŕısticas intŕınsecas do sistema, as quais não dependem da entrada, tais como estabilidade, inércia, amortecimento, caracteŕıstica oscilatória, e outras. Estas caracteŕısticas podem ser analisadas somente através do modelo, sem necessidade de se calcular a resposta do sistema. A obtenção das respostas para determinadas condições iniciais e/ou entradas é realizada para prever o comportamento do sistema durante sua operação real. A resposta pode ser obtida através de cálculo anaĺıtico, para sistemas simples, ou através de simulação, para sistemas mais complexos. A simulação é a resolução computacional, analógica ou digital, das equações dinâmicas do sistema, para condições iniciais e excitações espećıficas, de modo a obter gráficos ou tabelas das variáveis dinâmicas de interesse. O objetivo também é o de permitir ajustes e correções a ńıvel de projeto. Neste sentido simulação pode ser considerada como a etapa final da análise, porque a simulação só é posśıvel se o modelo matemático completo do sistema estiver dispońıvel porque ela só se justifica quando a análise matemática do sistema for muito complexa ou inviável, como é o caso de sistemas de ordem muito elevada ou não-lineares. A simulação, como forma de se fazer verificações e correções a ńıvel de projeto de sistemas de controle, é útil, e até necessária, quando o projeto é feito com base num modelo matemático simplificado. Por exemplo, é frequente utilização de modelos linearizados para sistemas não- lineares; neste caso, pode ser necessário que o sistema seja simulado para o modelo exato, 9 CAPÍTULO 1. VARIÁVEIS E SISTEMAS DINÂMICOS levando-se em conta todas as não-linearidades, para se verificar se o controlador, projetado com base no modelo linearizado, é eficaz no sistema real. A eficácia máxima em análise de sistemas dinâmicos e projeto de sistemas de controle é conseguida com a combinação adequada de análise matemática e de simulação. Sem a análise matemática, a escolha dos parâmetros ajustáveis dos sistemas dinâmicos e de seus controla- dores será totalmente arbitrária, e pode ser necessário um grande número de simulações para se determinar valores dos parâmetros ajustáveis que nem sempre serão os mais adequados. A análise matemática permite determinar valores muito próximos dos valores ideais para esses parâmetros. Os ajustes finais podem ser feitos na base da tentativa e erro, através de simu- lações do sistema para alguns valores dos parâmetros ajustáveis. Mas a escolha desses valores já terá sido orientada pela análise matemática, de modo que serão necessárias poucas tentati- vas de simulação para a determinação dos valores adequados dos parâmetros ajustáveis. Este procedimento, se conduzido adequadamente, reduzirá ao mı́nimo a necessidade e o tempo con- sumido com ajustes finais no sistema f́ısico real, porque os valores previamente obtidos através da análise e da simulação já estarão muito próximos dos ideais. 10 Caṕıtulo 2 Principais Conceitos Matemáticos 2.1 Números Complexos O estudo inicial com matemática é feito exclusivamente com números reais, tais como 4, 2/7, π. Encontra-se, porém, equações algébricas como x2 = −3, que não podem ser satisfeitas por nenhum número real. Tal equação pode ser resolvida apenas com a introdução de uma unidade imaginária ou operador imaginário, que será representado pelo śımbolo j. Por definição, j2 = −1 e assim j = √ −1, j3 = −j, j4 = 1 etc. O produto de um número real por um operador imaginário é chamado de número imaginário e a soma de um número real e um número imaginário é chamada número complexo. Assim, um número com a forma a+ jb, onde a e b são números reais, é um número complexo. Será designado um número complexo por: A = a+jb. O número complexo A é descrito como tendo uma componente real ou parte real a e uma componente imaginária ou parte imaginária b. Isso também pode ser representado como Re[A] = a; Im[A] = b A componente imaginária de A não é jb. Por definição, a componente imaginária é um número real. Deve ser observado que todos os números reais podem ser encarados como números com- plexos com parte imaginária nula. Portanto, os números reais estão inclúıdos no sistema de números complexos e pode-se considerá-los como sendo um caso especial de números comple- xos. Quando se definir as operações aritméticas fundamentais para números complexos, deve-se esperar que elas possam ser reduzidas à correspondente definição para números reais, se a parte imaginária for nula. Como qualquer número complexo é completamente caracterizado por um par de números reais, como a e b no exemplo anterior, pode-se conseguir uma certa assistência visual, represen- tando graficamente um número complexo num sistema de coordenadas cartesianas. Admitindo ser um o eixo real e outro o eixo imaginário, como mostrado na Figura 2.1, forma-se um plano complexo ou diagrama de Argand, no qual os números complexos podem ser representados por um único ponto. Os números complexos M = 3 + j1 e N = 2 − j2 são indicados. E impor- tante entender que o plano complexo é apenas um aux́ılio visual, não sendo essencial para as afirmações que seguirão. 11 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS Figura 2.1: Gráfico de números complexos. Diz-se que dois números complexos são iguais se, e somente se, suas partes reais e imaginárias são respectivamente iguais. Graficamente, a cada ponto do plano complexo corresponde um e apenas um número complexo e, reciprocamente, a cada número complexo corresponde apenas um ponto do plano complexo. Assim, dados dois números complexos, A = a + jb e B = c + jd então, se A = B é necessário que a = c e b = d Dize-se que um número complexo expresso como a soma entre um número real e um número imaginário, A = a+ jb, está na forma retangular ou cartesiana. Brevemente aparecerão outras formas de representação de números complexos. Agora será definido as operações fundamentais de adição, subtração, multiplicação e divi- são para números complexos. A soma de dois números complexos é definida como o número complexo cuja parte real é a soma das partes reais das parcelas, com a parte imaginária sendo a soma das partes imaginárias das parcelas. Assim, (a+ jb) + (c+ jd) = (a+ c) + j(b+ d) A diferença entre dois números complexos é obtida de modo semelhante, (a+ jb)− (c+ jd) = (a− c) + j(b− d) A adição e subtração de números complexos também podem ser obtidas graficamente no plano complexo. Cada número complexo é representado por um vetor ou segmento de reta, e a soma é obtida completando-se o paralelogramo indicado na Figura 2.2(a), ou conectando os vetores como indicado na Figura 2.2(b). Um esboço gráfico é muitas vezes útil como verificação de uma solução numérica. O produto de dois números complexos é definido por (a+ jb)(c+ jd) = (ac− bd) + j(bc+ ad) 12 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS Figura 2.2: Soma gráfica de números complexos. Esse resultado pode ser obtido muito facilmente através de uma multiplicação direta dos dois binômios, usando regras válidas para números reais e lembrando que j2 = −1. O conjugado de um número complexo A = a+jb é a−jb e é representado por A∗. É evidente que o conjugado de qualquer relação complexa muito complicada pode ser obtido substituindo- se cada número complexo da expressão por seu conjugado. As definições de adição, subtração e multiplicação mostram que as seguintes afirmações são verdadeiras: a soma de um número complexo e seu conjugado é real; a diferença entre um número complexo e seu conjugado é um número imaginário e o produto entre um número complexo e seu conjugado é real. E evidente que, se A∗ é o conjugado de A, então A é o conjugado de A∗; em outras palavras, A = (A∗)∗. Um número complexo e seu conjugado constituem um par conjugado complexo de números. A operação de divisão de números complexos é o quociente entre dois números complexos: A B = (A)(B∗) (B)(B∗) e assim (a+ jb) (c+ jd) = (ac+ bd) + j(bc− ad) c2 + d2 Multiplica-se numerador e denominador pelo conjugado do denominador de modo a obter um denominador real; esse processo é chamado racionalização do denominador. A adição ou subtração de dois números complexos expressos na forma retangular são ope- rações simples, porém multiplicação e divisão de números complexos na forma retangular são operações trabalhosas. Se os números complexos forem expressos sob forma exponencial ou polar, essas duas últimas operações poderão ser executadas muito mais facilmente. 2.1.1 Identidade de Euler Seja B é uma quantidade complexa da forma: B = cosθ + j senθ (2.1) onde: θ → número real [rd]. Se for diferenciado B com relação a θ, obtém-se dB dθ = − sin θ + j cos θ = j(cos θ + j sin θ) ou dB dθ = jB 13 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS e dB B = j dθ (2.2) Integrando ambos os lados da Equação 2.2: lnB = jθ + C onde: C → constante complexa de integração. Calcula-se C voltando na Equação 2.1 e fazendo θ = 0; assim, B = 1 + j0 quando θ = 0. Então C = 0 e lnB = jθ ou B = ejθ e obtém-se a identidade de Euler, ejθ = cos θ + j sin θ (2.3) Se fosse começado com o conjugado da Equação 2.1, teria-se obtido a forma alternativa da identidade de Euler, e−jθ = cos θ − j sin θ (2.4) Somando e subtraindo as Equações 2.3 e 2.4, obtém-se: cos θ = ejθ + e−jθ 2 (2.5) sin θ = ejθ − e−jθ 2j (2.6) 2.1.2 A Forma Exponencial Seja a identidade de Euler ejθ = cos θ + j sin θ e multiplica-se cada lado pelo número real C, Cejθ = C cos θ + jC sin θ (2.7) O lado direito da Equação 2.7 consiste na soma de um número real e um imaginário e representa, portanto, um número complexo A, onde A = a+ jb. Igualando as partes reais, a = C cos θ (2.8) e as partes imaginárias, b = C sin θ (2.9) elevando ao quadrado e somando as Equações 2.8 e 2.9, a2 + b2 = C2 14 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS C = √ a2 + b2 (2.10) dividindo a Equação 2.9 pela Equação 2.8, b a = tan θ ou θ = tan−1 b a (2.11) obtém-se as Equações 2.10 e 2.11 que permite determinar C e θ do conhecimento de a e b. Um número complexo expresso na forma: A = Cejθ (2.12) está na forma exponencial. O fator C é conhecido como magnitude ou amplitude e a quantidade real θ que aparece no expoente é chamada de argumento ou ângulo. A Figura 2.3 mostra a representação do número complexo no plano complexo. Deve-se salientar que o ângulo θ é sempre medido a partir do eixo real positivo e pode ser dado em graus ou radianos. Uma utilidade da forma exponencial é a multiplicação e divisão entre dois números comple- xos. Assim, se for dado dois números complexo na forma exponencial A = C1e jθ1 e B = C2e jθ2 então AB = C1C2 e j(θ1+θ2) (2.13) A B = C1 C2 ej(θ1−θ2) (2.14) Figura 2.3: Representação gráfica de números complexos. 15 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS 2.1.3 A Forma Polar A terceira e última forma de representação de um número complexo é, essencialmente, a mesma que a forma exponencial, exceto por uma pequena diferença no simbolismo. Usa-se um sinal para ângulo para substituir a combinação (ej). Assim, a representação exponencial de um número complexo A, A = Cejθ pode ser escrita de modo um pouco mais conciso, A = C∠θ Diz-se que o número complexo está na forma polar, nome que sugere a representação de um ponto no plano complexo com a utilização de coordenadas polares. 2.2 Definição de Transformada de Laplace Seja “s” uma variável complexa dada por s = σ + jω (2.15) A Transformada de Laplace (TL) de uma função f(t) é definida como: F (s) = £ [f(t)] = ∫ ∞ 0− f(t) e−st dt (2.16) O expoente st deve ser adimensional. Assim, quando a variável independente t for tempo, a dimensão de s deve ser o inverso de tempo, isto é, frequência. Neste caso, por ser uma variável complexa, s é frequentemente denominada frequência complexa. No Sistema Internacional (SI) de unidades (ou MKS), a dimensão de s é [seg−1] ou [rad/seg]. Neste texto, para se evitar confusão com a variável complexa s, segundo será abreviado por “seg”, e não por “s”. Na Equação 2.16, o limite inferior da integral é considerado igual a 0− (zero menos), de modo que a integral abranja eventuais componentes impulsivas de f(t) que ocorram em t = 0. Quando a função não possuir tais componentes, é indiferente adotar esse limite igual a 0−, 0 ou 0+. Quando não houver dúvida de que uma função qualquer não tem componentes impulsivas em t = 0, o limite inferior da integral de Laplace é considerado igual a 0 (zero), ao invés de 0−. 2.3 Existência da Transformada de Laplace Quando a TL de uma função existe, então a integral∫ ∞ 0− ∣∣e−stf(t)∣∣ dt (2.17) converge para algum valor finito. Para que isto aconteça, a seguinte condição deve ser satisfeita: lim t→∞ e−stf(t) = 0 (2.18) 16 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS 2.4 Transformadas de Laplace de Funções Simples 2.4.1 Constante Seja k uma constante qualquer. Então: £ [k] = ∫ ∞ 0− ke−st dt = −ke −st s ∣∣∣∣∞ 0 = k s donde £ [k] = k s (2.19) 2.4.2 Exponencial Crescente Seja α um número positivo. Então: £ [ eαt ] = ∫ ∞ 0− eαt e−st dt = ∫ ∞ 0− e−(s−α)t dt = −e −(s−α)t s− α ∣∣∣∣∞ 0 Desde que se tenha Re(s− a) > 0, esta expressão resulta em £ [ eαt ] = 1 s− α (2.20) 2.4.3 Exponencial Decrescente Ainda para α real e positivo tem-se: £ [ e−αt ] = ∫ ∞ 0− e−αt e−st dt = ∫ ∞ 0− e−(s+α)t dt = −e −(s+α)t s+ α ∣∣∣∣∞ 0 Donde, para Re(s+ a) > 0, £ [ e−αt ] = 1 s+ α (2.21) 2.4.4 Cosseno Seja uma onda cossenoidal de amplitude unitária e frequência ω[rad/seg]. Evidentemente, ω é um número real positivo. A TL dessa função, de acordo com a definição, é: £ [cosωt] = ∫ ∞ 0− cosωt e−st dt Sabe-se que cosωt = ejωt + e−jωt 2 Então £ [cosωt] = ∫ ∞ 0− ( ejωt + e−jωt 2 ) e−st dt £ [cosωt] = 1 2 [∫ ∞ 0− ejωte−st dt+ ∫ ∞ 0− e−jωte−st dt ] 17 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS Se ∫ ∞ 0− ejωte−st dt = ∫ ∞ 0− e−(s−jω)t dt = −e −(s−jω)t s− jω ∣∣∣∣∞ 0 = 1 s− jω e ∫ ∞ 0− e−jωte−st dt = ∫ ∞ 0− e−(s+jω)t dt = −e −(s+jω)t s+ jω ∣∣∣∣∞ 0 = 1 s+ jω Logo £ [cosωt] = 1 2 ( 1 s− jω + 1 s+ jω ) = s+ jω + s− jω 2 (s− jω) (s+ jω) donde £ [cosωt] = s s2 + ω2 (2.22) 2.4.5 Seno Seja uma onda senoidal de amplitude unitária e frequência ω[rad/seg]. A TL dessa função é: £ [sinωt] = ∫ ∞ 0− sinωt e−st dt Sabe-se que sinωt = ejωt − e−jωt j2 Então £ [sinωt] = ∫ ∞ 0− ( ejωt − e−jωt j2 ) e−st dt £ [sinωt] = 1 j2 [∫ ∞ 0− ejωte−st dt− ∫ ∞ 0− e−jωte−st dt ] Se ∫ ∞ 0− ejωte−st dt = ∫ ∞ 0− e−(s−jω)t dt = −e −(s−jω)t s− jω ∣∣∣∣∞ 0 = 1 s− jω e ∫ ∞ 0− e−jωte−st dt = ∫ ∞ 0− e−(s+jω)t dt = −e −(s+jω)t s+ jω ∣∣∣∣∞ 0 = 1 s+ jω Logo £ [sinωt] = 1 j2 ( 1 s− jω − 1 s+ jω ) = s+ jω − s+ jω j2 (s− jω) (s+ jω) donde £ [sinωt] = ω s2 + ω2 (2.23) 18 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS 2.4.6 Cosseno e Seno com Amplitude e Ângulo de Fase Quaisquer Seja um cosseno de amplitude Amax e ângulo de fase θ. A sua transformada de Laplace é dada por: £ [Amax cos (ωt+ θ)] = ∫ ∞ 0− Amax cos (ωt+ θ) e −stdt Pode-se escrever que Amax cos (ωt+ θ) = Amax ej(ωt+θ) + e−j(ωt+θ) 2 = Amaxe jθ 2 ejωt + Amaxe −jθ 2 e−jωt Seja A a constante complexa definida como A = Amaxe jθ 2 = a+ jb então A∗ = Amaxe −jθ 2 = a− jb Assim, o cosseno dado pode ser escrito como Amax cos (ωt+ θ) = Ae jωt + A∗e−jωt Então £ [Amax cos (ωt+ θ)] = A s− jω + A∗ s+ jω (2.24) Alternativamente, pode-se fazer A s− jω + A∗ s+ jω = a+ jb s− jω + a− jb s+ jω = 2as− 2bω s2 + ω2 Portanto, a TL desejada pode ser apresentada nas várias formas a seguir: £ [Amax cos(ωt+ θ)] = A s− jω + A∗ s+ jω = a+ jb s− jω + a− jb s+ jω = 2as− 2bω s2 + ω2 (2.25) Para um seno com amplitude e ângulo de fase quaisquer, basta considerar que: sin a = cos ( a− π 2 ) o que leva a £ [Amax sin (ωt+ θ)] = A s− jω + A∗ s+ jω (2.26) para A = Amax 2 ∠ (θ − π/2) 19 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS 2.5 Propriedades Fundamentais da TL 2.5.1 Linearidade Sejam a e b duas constantes. Então: £ [a f1(t) + b f2(t)] = aF1(s) + b F2(s) (2.27) Esta propriedade abrange a propriedade da homogeneidade, a qual fica demonstrado ao se considerar f1(t) = f(t) e b = 0. Então £ [af(t)] = aF (s) Para a = b = 1, a Equação 2.27 mostra que a TL também possui a propriedade da super- posição, ou seja £ [f1(t) + f2(t)] = F1(s) + F2(s) 2.5.2 Translação na Frequência £ [ e−atf(t) ] = F (s+ a) (2.28) 2.5.3 Diferenciação na Frequência £ [−t f(t)] = dF (s) ds (2.29) A aplicação sucessiva da Equação 2.29 leva a: £ [(−1)ntn f(t)] = d n F (s) dsn (2.30) 2.6 Transformadas de Laplace de Derivadas e Integrais 2.6.1 Transformadas de Derivadas A Transformada de Laplace da derivada de primeira ordem de uma função é dada por: £ [ d f(t) dt ] = s F (s)− f(0−) (2.31) Para obter a TL de uma derivada de segunda ordem, aplica-se a Equação 2.31 com a troca de f(t) por f ′(t), isto é £ [ d2 f(t) d t2 ] = £ [f ′(t)] = s£ [ f ′(t)]− f ′(0−) Usando a Equação 2.31 obtém-se £ [ d2 f(t) d t2 ] = s2 F (s)− s f(0−)− f ′(0−) 20 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS Aplicando-se este procedimento de forma recorrente, obtém-se a seguinte expressão para uma derivada de ordem “n” qualquer: £ [ dn f(t) d tn ] = sn F (s)− n−1∑ k=0 sn−1−k dkf(0−) d tk (2.32) Esta última equação é important́ıssima, pois é a que permite resolver equações diferenciais lineares invariantes através da transformada de Laplace. É este o método de solução no qual se baseia a análise de sistemas dinâmicos lineares invariantes. A Figura 2.4 mostra a diferença entre f(0−) e f(0+) Figura 2.4: Funções degrau e senoidal indicando os valores iniciais em t = 0− e t = 0+. 2.6.2 Transformadas de Integrais A Transformada de Laplace da integral de uma função é dada por: £ [∫ t −∞ f(τ) dτ ] = 1 s F (s) + 1 s ∫ 0− −∞ f(t) dt (2.33) Notar ainda que: £ [∫ t 0− f(τ) dτ ] = 1 s F (s) (2.34) 2.7 Funções Singulares e suas Transformadas As funções singulares formam uma famı́lia de funções que podem ser obtidas umas das outras por derivação ou integração sucessiva do degrau unitário. 2.7.1 Degrau Unitário O degrau unitário é a função básica da famı́lia de funções singulares. O gráfico do degrau unitário é mostrado na Figura 2.5. Sua definição é a seguinte: U−1(t) = { 0, para t < 0 1, para t > 0 (2.35) 21 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS Figura 2.5: Degrau unitário. A TL do degrau unitário é calculada como: £ [U−1(t)] = ∫ ∞ 0− U−1(t) e −stdt = ∫ ∞ 0− e−stdt = 1 s Logo £ [U−1(t)] = 1 s (2.36) Um uso importante da função degrau é na simplificação da representação de funções que são nulas para t < 0, mas seguem uma determinada expressão para t > 0. Por exemplo, se g(t) = { 0, para t < 0 f(t), para t > 0 pode-se escrever que g(t) = f(t) U−1(t) como mostra a Figura 2.6 Figura 2.6: Uma função multiplicada pelo degrau unitário. 22 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS 2.7.2 Fórmula de Recorrência para Definição de Outras Funções Singu- lares As demais funções singulares são definidas a partir de U−1(t), e guardam entre si as seguintes relações: Un−1(t) = ∫ t −∞ Un(τ) dτ (2.37) Un+1(t) = dUn(t) dt (2.38) 2.7.3 Integrais Sucessivas do Degrau Unitário As integrais sucessivas do degrau são obtidas aplicando-se a fórmula dada pela Equação 2.37 de modo recorrente. A primeira integral do degrau unitário é obtida fazendo-se n = 1 nessa equação, obtendo-se U−2(t) = ∫ t −∞ U−1(τ) dτ = { 0, t < 0∫ t 0 1 dt, t ≥ 0 Logo U−2(t) = { 0, t < 0 t, t ≥ 0 } = t U−1(t) (2.39) Esta função é conhecida como rampa unitária. A TL, desta função pode se obtida através da Equação 2.33, que dá a TL de integrais, onde são feitas as seguintes substituições, de acordo coma Equações 2.35 e 2.37: f(t) = U−1(t) ; F (s) = 1 s ; ∫ 0− −∞ f(0−) = 0 resultando em U−2(s) = £ [U−2(t)] = 1 s2 (2.40) A integração da rampa unitária resulta na parábola unitária, como segue: U−3(t) = ∫ t −∞ U−2(τ) dτ = { 0, t < 0∫ t 0 τ dτ, t ≥ 0 Logo U−3(t) = { 0, t < 0 t2 2 , t ≥ 0 } = t2 2 U−1(t) (2.41) A TL pode ser obtida aplicando-se novamente a Equação 2.33, onde agora são feitas as seguintes substituiç6es, de acordo com as Equações 2.40 e 2.41: f(t) = U−2(t) ; F (s) = 1 s2 ; ∫ 0− −∞ f(0−) = 0 Obtém-se então U−3(s) = £ [U−3(t)] = 1 s3 (2.42) 23 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS Os gráficos da rampa e da parábola unitárias são mostrados na Figura 2.7. Se este procedimento for repetido, e chegar-se até a (n-l)-ésima integral sucessiva do degrau unitário, obter-se-á U−n(t) = tn−1 (n− 1)! U−1(t) = { 0, t < 0 tn−1 (n− 1)! , t ≥ 0 (2.43) cuja TL será U−n(s) = £ [U−n(t)] = 1 sn (2.44) Figura 2.7: Funções rampa e parábola unitárias. 2.7.4 Impulso Unitário e Funções Impulsivas O impulso unitário é, por definição, a derivada do degrau. Assim. de acordo com a Equação 2.38, tomando-se n = −1 tem-se o impulso unitário dado por U0(t) = dU−1(t) dt Como o degrau é uma função descont́ınua em t = 0, e portanto não é derivável neste ponto, em principio pode parecer que não é pasśıvel definir U0(t). Entretanto, existem variáveis dinâmicas que podem tomar a forma de um degrau, e para as quais pode haver necessidade de definição da derivada. Para que esta dificuldade seja superada, e a função impulso possa ser compreendida, define- se inicialmente a seguinte função: f−1(t) = 0, t < 0 1 εt, 0 ≤ t ≤ ε 1, t > ε a qual está ilustrada na Figura 2.8(a). A derivada desta função é um pulso retangular de área unitária, conforme está ilustrado na Figura 2.8(b), e dada por f0(t) = df−1(t) dt = 0, t < 0 1 ε , 0 ≤ t ≤ ε 0, t > ε 24 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS Figura 2.8: (a)Função f−1(t); (b)Derivada da função (a); (c)Degrau unitário; (d)Impulso uni- tário U0(t). Quando ε→ 0 observa-se claramente na Figura 2.8(a) que f−1(t) tende para a função degrau unitário, ou seja U−1(t) = lim ε→0 f−1(t) = { 0, t < 0 1, t > 0 Note-se, na Figura 2.8(b), que quando ε→ 0 a derivada f0(t), da função f−1(t), vai se tornando um pulso de duração cada vez menor e amplitude cada vez maior, mas a área é mantida com valor unitário (A = 1). Um impulso unitário pode então ser definido como segue: U0(t) = lim ε→0 f0(t) ou seja, como um pulso de duração zero, amplitude infinita e área unitária, A função impulso também é denominada função delta de Dirac, e denotada por δ(t). O que foi mostrado anteri- ormente leva naturalmente a concluir que U0(t) = dU−1(t) dt (2.45) e U−1(t) = ∫ t −∞ U0(τ) dτ (2.46) O impulso unitário é representado em gráfico na forma mostrada na Figura 2.8(d). Para o cálculo da TL do impulso pode-se aplicar a fórmula dada na Equação 2.31, na qual são feitas as seguintes substituições: f(t) = U−1(t); df dt = U0(t); F (s) = 1 s ; f(0−) = 0 donde U0(s) = £ [U0(t)] = 1 (2.47) 25 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS Na visão do impulso como sendo a derivada do degrau, se a amplitude do degrau não for unitária, então o impulso terá área igual à amplitude do degrau que em sistemas f́ısicas não existem impulsos, mas sim pulsos que, se tiverem duração realmente muito curta , poderão ser aproximados por impulsos, para fins de análise matemática. Um exemplo de sinal que pode ser representado por um impulso é o da força mecânica que age sobre um corpo em movimento que se choca contra uma parede, e pára no instante t = 0. Quando ocorre o choque, a velocidade do corpo cai instantaneamente de um valor V para zero, ou seja, segundo um degrau negativo de amplitude V . Denotando a velocidade do corpo por v(t) pode-se escrever v(t) = V − V U−1(t) como ilustra a Figura 2.9(a). A aceleração que age sobre o corpo é dada pela taxa de variação de sua velocidade, ou seja a(t) = d v dt = −V U0(t) Figura 2.9: Velocidade e aceleração de um corpo. como está mostrado na Figura 2.9(b), significando que, instantaneamente, o corpo sofre uma aceleração negativa (freada) de amplitude infinita, que traz a velocidade de V para zero. Por- tanto, a aceleração é dada por um impulso negativo de área igual à velocidade V antes do choque. Como a força é igual ao produto da massa pela aceleração, é evidente que a força também será um impulso, o que na realidade significa uma força muito grande capaz de, num tempo praticamente igual a zero, parar o corpo, o que corresponde ao choque. Como acontece na maioria dos choques, essa força pode ser capaz de amassar ou de quebrar o corpo. Por este exemplo, pode-se concluir que o impulso é uma função matemática que, em sistemas dinâmicos, pode ser usada para representar sinais de curt́ıssima duração e grande amplitude, que causam transferências praticamente instantâneas de energia. Ao se representar um sinal deste tipo por um impulso, está sendo considerado que a forma de onda da variável não interessa, supondo-se então que a duração do sinal é zero, a amplitude é infinita, mas a área tem um certo valor, o qual define a quantidade de energia transferida. Neste ponto é importante colocar que se a análise de um sistema dinâmico indicar a existência de um impulso em alguma variável, é provável que esse impulso cause algum dano ao sistema. No caso do choque mecânico, a energia cinética Mv2/2 do corpo, que cai instantaneamente a zero no momento do choque, é dissipada em forma de calor ou na deformação ou quebra do corpo, como se vê nas colisões de véıculos. Funções Impulsivas Se já é dif́ıcil visualizar a função impulso, é virtualmente imposśıvel interpretar fisicamente as derivadas do impulso. Entretanto, matematicamente elas existem, e são usadas na análise 26 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS de funções seccionalmente cont́ınuas, isto é, que sofrem variações bruscas de amplitude (do tipo degrau) ou de taxas de variação ao longo do tempo. Assim, as derivadas do impulso serão definidas apenas matematicamente, sem qualquer tentativa de interpretação f́ısica, como segue: U1(t) = dU0(t) d t U2(t) = dU1(t) d t = d2 U0(t) d t2 ... Un(t) = dn U0(t) d tn (2.48) A partir da TL do impulso (U0(s) = 1), e aplicando-se de forma recorrente a fórmula da TL da derivada, obtém-se: U1(s) = £ [U1(t)] = s U2(s) = £ [U2(t)] = s 2 ... Un(s) = £ [Un(t)] = s n (2.49) O impulso e suas derivadas formam a famı́lia de funções impulsivas. Em gráficos, as funções impulsivas são representadas da mesma forma que o impulso (Figura 2.8(d)), devendo portanto estar identificadas, para que não haja confusão. Quando uma variável dinâmica possui funções impulsivas em sua composição, diz-se que a variável tem componentes impulsivas. 2.8 Translação no Tempo 2.8.1 Degrau Transladado Um degrau transladado tem a seguinte expressão: U−1(t− a) = { 0, para t < a 0, para t > a (2.50) como mostra a Figura 2.10 Figura 2.10: Degrau unitário transladado. A TL é calculada como: £ [U−1(t− a)] = ∫ ∞ 0 U−1(t− a) e−st dt = ∫ ∞ a e−st dt = −e −st s ∣∣∣∣∞ a donde £ [U−1(t− a)] = e−as s (2.51) 27 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS 2.8.2 Impulso Transladado Um impulso unitário transladado é a derivada do degrau, ou seja U0(t− a) = dU−1(t− a) dt (2.52) Aplicando a propriedade da transformada de derivadas (Equação 2.31) a esta equação obtém-se £ [U0(t− a)] = ∫ ∞ 0− U0(t− a) e−st dt = e−as (2.53) Graficamente, o impulso transladado é representado na forma mostrada na Figura 2.11. Figura 2.11: Impulso unitário transladado. O impulso transladado possui as seguintes caracteŕısticas: U0(t− a) = 0, para t 6= a (2.54) lim t→0 ∫ a+t a−t U0(t− a) dt = ∫ a+ a− U0(t− a) dt = 1 (2.55) Ao se multiplicar uma função x(t), finita em t = a, por um impulso unitário, o resultado, devido à Equação 2.54, é o seguinte: x(t)U0(t− a) = x(a)U0(t− a) (2.56) Figura 2.12: Propriedade da amostragem da função impulso unitário. 28 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS ou seja, o resultado desta multiplicação é apenas um impulso de área x(a) no instante a, como mostra a Figura 2.12. Uma consequência das Equações 2.54 e 2.55 é a seguinte: ∫ t2 t1 x(t) U0(t− a) dt = x(a), para t1 < a < t2 (2.57) Esta equação e mais a Equação 2.56 definem a propriedade da amostragem do impulso. A Equação 2.57 pode ser utilizada para obtenção da TL de um impulso transladado de um tempo a > O. De acordo com a definição de TL: £ [U0(t− a)] = ∫ ∞ 0− U0(t− a) e−st dt o que corresponde a fazer t1 = 0−, t2 →∞ e f(t) = e−st na Equação 2.57. Dentro do integrando, a exponencial e−st é amostrada no instante t = a. Logo £ [U0(t− a)] = e−as, a > 0 (2.58) 2.8.3 Propriedade da Translação no Tempo Seja f(t) uma função do tempo, cuja transformada de Laplace é F (s). Considere-se que essa função seja transladada de um tempo a, e anulada para t < a, conforme mostra a Figura 2.13. Então, a TL desta operação é dada por £ [f(t− a) U−1(t− a)] = e−asF (s) (2.59) Figura 2.13: Função transladada no tempo. 2.9 Teorema do Valor Inicial Se uma função f(t) tiver valor inicial ã direita f(O+), e se sua transformada de Laplace F (s) for conhecida, então esse valor inicial pode ser calculado através da seguinte expressão: f(0+) = lim t→0+ f(t) = lim s→∞ sF (s) (2.60) 29 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS 2.10 Teorema do Valor Final Se uma função f(t) tiver valor final f(∞), e se sua transformada de Laplace F (s) for conhecida, então esse valor final pode ser calculado através da seguinte expressão: f(∞) = lim t→∞ f(t) = lim s→0 sF (s) (2.61) Importante: Este teorema deve ser utilizado com grande cuidado, pois, para vários sinais que não tem valor final, como por exemplo as funções senoidais e as exponenciais crescentes, o limite dado no terceiro membro da Equação 2.61 dá zero ou um valor constante. O cuidado a ser tomado é o de verificar se a função tem valor final antes de utilizar o teorema. 2.11 Outras Transformadas de Laplace As propriedades das transformadas de Laplace já apresentadas permitem obter com grande facilidade as transformadas de funções em que são combinadas exponenciais, funções senoidais e potências de “t”. 2.11.1 Produtos de Exponenciais e Funções Senoidais Cosseno de amplitude variável exponencialmente A partir das Equações 2.22 e 2.28 tem-se £ [ eσt cos(ωt) ] = s− σ (s− σ)2 + ω2 = s− σ (s− σ − jω)(s− σ + jω) (2.62) Seno de amplitude variável exponencialmente A partir das Equações 2.23 e 2.28 tem-se £ [ eσt sin(ωt) ] = ω (s− σ)2 + ω2 = ω (s− σ − jω)(s− σ + jω) (2.63) Cosseno de amplitude variável exponencialmente e ângulo de fase qualquer A partir das Equações 2.25 e 2.28 tem-se £ [ Amaxe σt cos(ωt+ θ) ] = A s− σ − jω + A∗ s− σ + jω = 2a(s− σ)− 2bω (s− σ)2 + ω2 (2.64) Onde: A = a+ jb = Amax2 ∠θ Em qualquer dos três casos, a amplitude será decrescente para σ < 0, será constante para σ = 0 e crescente para oσ > 0, como mostra a Figura 2.14. 30 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS Figura 2.14: Gráfico de uma função com amplitude variável. 2.11.2 Produtos de Exponenciais e Potência no Tempo Como £ [U−n(t)] = £ [ tn−1 (n− 1)! ] = 1 sn então, de acordo com a Equação 2.28, para a = −σ tem-se £ [ eσt U−n(t) ] = £ [ eσt tn−1 (n− 1)! ] = 1 (s− σ)n (2.65) 2.11.3 Produtos de Funções Senoidais e Potência no Tempo O produto de potência no tempo por funções senoidais pode ser dado por £ [ tn−1 (n− 1)! cos(ωt) ] = 1 2 [ 1 (s− jω)n + 1 (s+ jω)n ] (2.66) £ [ tn−1 (n− 1)! sin(ωt) ] = 1 j2 [ 1 (s− jω)n − 1 (s+ jω)n ] (2.67) Para o caso mais geral de uma potência do tempo multiplicando um cosseno de amplitude e ângulo de fase quaisquer tem-se £ [ tn−1 (n− 1)! Amax cos(ωt+ θ) ] = £ [ tn−1 (n− 1)! ( Aejωt + A∗e−jωt )] = A (s− jω)n + A∗ (s+ jω)n (2.68) Onde: A = a+ jb = Amax2 ∠θ 31 CAPÍTULO 2. PRINCIPAIS CONCEITOS MATEMÁTICOS 2.11.4 Produtos de Exponenciais, Funções Senoidais e Potência no Tempo Se nas Equações 2.66 a 2.67 for aplicada a propriedade da translação na frequência, dada pela Equação 2.28, onde se faz a = −σ, obtém-se £ [ tn−1 (n− 1)! eσt cos(ωt) ] = 1 2 [ 1 (s− σ − jω)n + 1 (s− σ + jω)n ] (2.69) £ [ tn−1 (n− 1)! eσt sin(ωt) ] = 1 j2 [ 1 (s− σ − jω)n − 1 (s− σ + jω)n ] (2.70) £ [ tn−1 (n− 1)! Amaxe σt cos(ωt+ θ) ] = £ [ tn−1 (n− 1)! ( Ae(σ+jω)t + A∗e(σ−jω)t )] = A (s− σ − jω)n + A∗ (s− σ + jω)n (2.71) Onde: A = a+ jb = Amax2 ∠θ 2.12 Transformada Inversa de Laplace O processo de se obter uma função do tempo a partir de sua transformada de Laplace é denominado transformação inversa. A notação para transformação inversa de Laplace é f−1, de modo que f(t) = f−1 [F (s)] (2.72) denota que f(t) é a transformada inversa de F (s). Matematicamente, f(t) é obtida a partir de F (s) através da seguinte expressão:
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