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UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ ENGENHARIA DA COMPUTAÇÃO ARTUR SILVA SOARES JOAO PAULO APARECIDO PAPAIT LEONARDO GOMES DA SILVA MATHEUS HENRIQUE FOLSTER DE OLIVEIRA CONTROLADOR DIGITAL PROJETO 1 APUCARANA 2022 ARTUR SILVA SOARES JOAO PAULO APARECIDO PAPAIT LEONARDO GOMES DA SILVA MATHEUS HENRIQUE FOLSTER DE OLIVEIRA CONTROLADOR DIGITAL Relatório apresentado à disciplina Controle Digital, do curso de Engenharia da Computação da Universidade Tecnológica Federal do Paraná – UTFPR, como composição parcial da nota semestral da disciplina. APUCARANA 2022 1 INTRODUÇÃO Quando se trata de sistemas de controle em todos os âmbitos, a aplicação de seus conceitos possibilita que diversos tipos de processos possam ser otimizados, proporcionando um melhor desempenho em diversas áreas. Com o decorrer dos anos, tudo foi se desenvolvendo para se adequar as necessidades encontradas e poder exercer um certo domínio, principalmente, sobre os meios de produção. Com o grande aumento da população houve a crescente demanda de mercadorias, não só do ramo alimentício, mas também de todas as áreas que traz conforto e utilidades às pessoas. Dessa forma o processo de manufatura não era mais o suficiente, o que fez com que surgissem as primeiras máquinas totalmente automatizadas por volta de 1950. Após a Segunda Guerra Mundial, houve o crescente desenvolvimento da tecnologia, o que possibilitou o desenvolvimento de sistemas capazes de controlar as máquinas a ponto de produzirem em grande escala, com boa qualidade e com redução de custos. Tais sistemas foram chamados de Sistemas de Controle, que através de códigos programáveis, executam os comandos necessários para um melhor rendimento nos processos de produção e automação. Para que esses processos possam ocorrer de maneira correta e sem apresentar problemas, técnicas para o desenvolvimento de controladores foram desenvolvidas buscando sempre um melhor desempenho e estabilidade de um sistema. Uma dessas técnicas se constitui como o root- locus, também denominado de lugar geométrico das raízes, ao qual trata de uma forma gráfica de se visualizar como os polos do sistema de malha fechada variam quando se alteram ou variam os parâmetros atribuídos ao sistema. Atualmente, com o auxílio de ferramentas computacionais fica muito mais fácil realizar o método, tendo em vista que visualizações gráficas são feitas com melhor exatidão por softwares, nas quais possibilitam que um projetista consiga definir adequadamente a estrutura de um controlador para determinados parâmetros pré- estabelecidos de projetos. O presente relatório possui o intuito de realizar análises e implementações práticas da aplicação das técnicas de projeto para controladores através do root-locus, utilizando como bases de apoio para a realização da técnica o uso dos softwares computacionais MATLAB e SIMULINK. Serão apresentados dados e perspectivas de como o controlador irá operar, mostrando seus pontos de operação, estabilidade, ganho, desempenho em regime estacionário, resposta impulsiva e entrada degrau do sistema de malha aberta e para malha fechada, a comparação entre o sistema de saída digital projetado com um sinal real continuo e por fim o comportamento do sistema quando atinge a instabilidade. . 2 MATERIAIS E MÉTODOS O presente capítulo possui o intuito de realizar a apresentação, dados, equacionamentos e análises referentes a proposta do relatório realizado, assim como o estudo acima da resposta ao degrau e ao impulso da função transferência contínua proposta, além da aplicação do root-locus de ambas. Em seguida realizar a modelagem do controlador digital do sistema a ser simulado, assim como os cálculos referentes aos parâmetros de performance propostos juntamente com a definição da área de operação do sistema no root-locus conforme os parâmetros encontrados. 2.1 Função de transferência contínua Através do sistema proposto é possível realizar análises em relação a seu comportamento com diferentes entradas, sendo realimentado ou não, e por fim através do seu root-locus. Primeiramente, segue abaixo a função transferência contínua do sistema utilizado e em seguida a função em malha fechada: 𝐺(𝑠) = 1 𝑠+0,4 (1) 𝐺(𝑠) = 1 𝑠+1,4 (2) Em sequência será apresentado a resposta do sistema ao degrau e ao impulso, juntamente com a função transferência em malha aberta e fechada, e por fim a demonstração do root-locus. 2.1.1 Resposta do sistema A análise da resposta do sistema foi realizada de duas maneiras, primeiramente para a entrada degrau em relação a função transferência de malha aberta e fechada, e em seguida para a entrada impulsiva. Segue abaixo o roteiro implementado no MATLAB: Figura 1 – Roteiro no MALTAB Fonte: Elaborado pelos autores Através do roteiro implementado, segue abaixo a resposta ao degrau: Figura 2 – Resposta ao degrau Fonte: Elaborado pelos autores Através do roteiro implementado, segue abaixo a resposta ao impulso: Figura 3 – Resposta ao impulso Fonte: Elaborado pelos autores Como pode ser visualizado tanto pela Figura 2, representando a resposta ao degrau, quanto para a Figura 3, resposta ao impulso, nota-se que os dois sistemas de malha fechada atingem o valor de regime permanente e o tempo de subida de forma muito mais rápida do que a de malha aberta Após apurado essas informações, foi possível identificar a causa de acontecer isso. Sistemas de malha aberta e fechada se diferenciam pelo fato de a malha aberta não depender do ato controlado para gerar sua saída, diferente do sistema de malha fechada. Com isso o sistema de malha fechada recebe mais informações do controlador, proporcionando que quando o mesmo inicie o processo na configuração dos parâmetros que foi aplicado, por meio das informações que o próprio sistema o transmite consegue atingir o dado ponto de estabilidade de maneira muito mais rápida que um sistema de malha aberta, como pode ser visualizado nas imagens abaixo. 2.1.2 Root Locus Por fim, foram traçados os root-locus para ambas as funções de transferências utilizadas, ou seja, para a original (malha aberta) e para a função transferência de malha fechada. Primeiramente, segue abaixo o roteiro implementado no MATLAB para a implementação do root-locus: Figura 4 – Roteiro para a simulação do root-locus Fonte: Elaborado pelos autores Implementado o código, foram obtidos os seguintes gráficos do root-locus: Figura 4 – Simulação do root-locus Fonte: Elaborado pelos autores 2.2 Controlador digital Quando há a necessidade de desenvolver um controlador digital para realizar a operação de um sistema contínuo há a possibilidade de calcular o equivalente do sistema contínuo no domínio de Z, fazendo com que o controlador digital enxergue uma função digital do sistema. De forma equivalente pode ser utilizado conversores A/D e D/A, fazendo com que o controlador digital seja convertido para um sinal analógico, alimentando o sistema de controle contínuo (D/A). Em seguida, com o sinal contínuo do sistema geral há a possibilidade de utiliza-lo como realimentação para o controlador, fazendo novamente outra conversão, porém agora A/D, voltando então para um sinal digital para compará-lo com um sinal digital de referência, geralmente a entrada do circuito, por exemplo o sinal degrau e impulso. Portanto há uma certa simplificação em desenvolver o cálculo para o controle digital do sistema contínuo, a qual é expressa pela equação 3. 𝐻(𝑧)= (1 − 𝑧−1) ∙ 𝒵 {[ℒ−1 ( 𝐺(𝑠) 𝑠 )| 𝑡=𝐾𝑇 ]} (3) Onde G(s) é a planta do sistema de primeira ordem proposta, apresentado na equação 1. Logo, substituindo o valor do sistema na equação, há o seguinte resultado: 𝐻(𝑧) = ( 𝑧−1 𝑧 ) ∙ 𝒵 {[ℒ−1 ( 1 𝑠∙(𝑠+0,4 )| 𝑡=𝐾𝑇 ]} (4) Fazendo a transformada inversa de Laplace, obtêm-se: 𝐻(𝑧) = ( 𝑧−1 𝑧 ) ∙ 𝒵{[2,5 − 2,5𝑒−0,4𝑡]|𝑡=𝐾𝑇} (5) Dando prosseguimento, realizando a transformada 𝒵 do termo: 𝐻(𝑧) = ( 𝑧−1 𝑧 ) ∙ [ (2,5−2,5𝑒−0,4𝐾𝑇)∙𝑧 (𝑧−1)∙(𝑧−𝑒−0,4𝐾𝑇) ] (6) Cortando os termos idênticos do numerador em relação ao denominador, e substituindo os valores de K=1 e T=0,1, foi obtido o seguinte equacionamento e resultado: 𝐻(𝑧) = 2,5−2,5𝑒−0,4𝐾𝑇 𝑧−𝑒−0,4𝐾𝑇 | 𝐾=1 𝑒 𝑇=0,1 (7) 𝐻(𝑧) = 0,09802640212 𝑧−0,9607894392 (8) Portanto, a equação 8 descreve a função transferência contínua discretizada, podendo assim realizar o controle digital sem que haja a necessidade de implementar conversores no sistema, colocando assim todos os parâmetros da malha no domínio de 𝒵. Uma forma simplificada de comprovar os cálculos realizados e o valor da função transferência da equação 8 é utilizando a função “c2d” no MATLAB, obtendo a seguinte comprovação do resultado: Figura 5 – Validação dos valores da função de transferência discreta Fonte: Elaborado pelos autores 2.3 Análise dos parâmetros de projeto Analisar os parâmetros de projeto é de grande importância quando há a necessidade de realizar determinada função sobre pontos e características relacionadas aos pontos de operação do sistema. Na projeção de controladores, sejam digitais ou analógicos, há três parâmetros básicos de controle a qual através deles consegue-se criar uma vasta gama de pontos operativos dentro da estabilidade ou realizar o controle para parâmetros específicos, garantindo precisão, otimização e confiabilidade no processo. Os parâmetros são a porcentagem de overshoot, o tempo de subida e o tempo de estabelecimento em regime do sistema. Primeiramente, a porcentagem de overshoot, também denominada como sobressinal máximo percentual, diz respeito ao valor que a variável de processo ultrapassa o valor final, ou seja, a grosso modo é o valor percentual máximo de pico da curva de resposta. A porcentagem de overshoot é um dos indicativos da estabilidade relativa do sistema, uma vez que, quanto maior seu valor menor será a estabilidade relativa, e com isso mais próximo o sistema estará da instabilidade. Para o cálculo deste parâmetro é utilizada a equação 9, a qual relaciona o percentual ao fator de amortecimento “𝝴”. 𝑀𝑠𝑠% ≤ 100 ∙ 𝑒 − 𝜀∙𝜋 √1−𝜀2 (9) Para o presente relatório foi proposto o valor do percentual de overshoot sendo menor ou igual a 15%. Portanto, isolando o fator de amortecimento da equação 9, com isso, afim de encontrar seu valor há a possibilidade do cálculo através da equação 10. 𝜀 ≥ √ 𝑙𝑛( 𝑀𝑠𝑠% 100 ) 𝜋2+𝑙𝑛( 𝑀𝑠𝑠% 100 ) (10) Substituindo o valor em percentual do overshoot, é desenvolvido o equacionamento abaixo: 𝜀 ≥ √ 𝑙𝑛( 15 100 ) 𝜋2+𝑙𝑛( 15 100 ) (11) 𝜀 ≥ 0,5169308662 (12) Juntamente ao percentual de overshoot, há o tempo de subida do sistema, a qual é o tempo necessário para que a forma de onda varie de 10% a 90% do seu valor de regime. Com isso, através da equação 13 há a possibilidade de encontrar o valor do tempo de subida em relação a uma constante de aproximação e a frequência natural “𝜔𝑛”, que por sua vez é a frequência de oscilação do sistema sem amortecimento. 𝑡𝑠 ≤ 2,4 𝜔𝑛 (13) Para o presente projeto foi dado o valor do tempo de subida sendo menor ou igual a 0,4 segundos, e com isso, isolando a frequência natural há a possibilidade de encontrá-la através do desenvolvimento abaixo: 𝜔𝑛 ≤ 2,4 0,4 (14) 𝜔𝑛 ≤ 6 𝑟𝑎𝑑/𝑠 (15) Por fim, o último parâmetro de projeto é o tempo de estabelecimento, também denominado como tempo de acomodação, diz respeito ao tempo necessário para que as oscilações do transitório do sistema permaneça dentro de uma faixa percentual (geralmente 1% ou 2%) em torno do seu valor em regime permanente. O tempo de estabelecimento relaciona uma constante de aproximação juntamente ao produto entre a frequência natural e o fator de amortecimento, como segue a equação 16. 𝑡𝑒 ≤ 4,6 𝜀∙𝜔𝑛 (16) Para o projeto foi pré-definido o tempo de estabelecimento sendo menor ou igual a 0,8 segundos, possibilitando assim encontrar o produto entre a frequência natural e o fator de amortecimento, que é de grande importância juntamente aos demais para o projeto de determinado sistema e controlador. Pode-se visualizar o desenvolvimento abaixo: 𝜀 ∙ 𝜔𝑛 ≤ 4,6 0,8 (17) 𝜀 ∙ 𝜔𝑛 ≤ 5,75 (18) Com a obtenção dos três parâmetros é possível realizar a projeção do controlador digital necessário para o sistema proposto no presente projeto. 2.3.1 Região de operação do root-locus Devido a combinação da função transferência do controlador digital desenvolvido com os parâmetros de projeto calculados é possível traçar o root-locus do sistema, podendo avaliar assim o caminho percorrido pelo polo do sistema em relação a variação dos parâmetros calculados. A construção do root-locus relaciona como a estabilidade do sistema juntamente com a resposta transitória relacionam-se com a localização das raízes da equação característica. Com isso torna o seu uso indispensável para análise de estabilidade e projeto de sistemas de controle. Para a função transferência do controlador digital calculado foi obtido o seguinte root-locus no plano Z: Figura 6 – Root locus do controlador digital Fonte: Elaborado pelos autores Percebe-se que no plano Z, diferentemente do plano S a qual a estabilidade é caracterizada conforme a posição dos polos entre o eixo positivo e negativo do root -locus, no plano Z a instabilidade caracteriza-se pela posição de um ou mais polos fora do circuito unitário. Com isso, pode-se concluir que para os valores a esquerda fora do plano Z, para os valores de ganho nesses pontos, causam instabilidade no sistema, sendo os demais valores traçados pelo root-locus no eixo real dentro do círculo garantirem a estabilidade do sistema. No root-locus no plano Z há os valores, representados por linhas no plano, que relacionam os parâmetros da frequência natural (bordas do círculo unitário) com o fator de amortecimento (demais valores verticais dentro do circuito unitário). Portanto, através dos valores de 𝜀 ≥ 0,5169308662 e 𝜔𝑛 ≤ 6 𝑟𝑎𝑑/𝑠, é possível traçar a região de operação do controlador digital calculado. Para encontrar a região de operação deve-se atentar aos sinais aos quais os parâmetros possuem em relação aos valores encontrados, ou seja, para o fator de amortecimento a área estará limitada para valores acima ou iguais a aproximadamente 0,51 enquanto para a frequência natural para valores menores ou igual a 6 rad/s. Podendo realizar, de forma aproximada, a seguinte figura: Figura 7 – Região de operação do controlador digital Fonte: Elaborado pelos autores Através da Figura 7 é possível verificar que a área de operação (amarela) é encontrada realizando a intersecção das áreas do fator de amortecimento (verde) com o da frequência natural (vermelho), fazendo com que qualquer valor de ganho (K) presente no root-locus do controlador dentro do intervalo de operação atue de acordo com os parâmetros de performance ditos previamente pela proposta do relatório. 3 DESENVOLVIMENTOO presente capítulo possui o intuito de apresentar os resultados elaborados a partir da proposta do relatório, afim de apresentar a metodologia utilizada para a definição do valor do controlador proporcional “K”, através de funções no MATLAB e simulações dos diagramas de blocos para a entrada degrau e impulso, validando assim os parâmetros de performance propostos juntamente com o a região de operação do root-locus simulado. Primeiramente, o objetivo central do trabalho é em busca da definição do ganho K do sistema, e isso é possível após os cálculos dos parâmetros de projeto e da realização do root-locus do sistema. Uma vez que o root-locus está traçado juntamente com a área de operação do sistema para atingir os parâmetros pré-definidos, pode-se utilizar a função “rltool” no MATLAB com o intuito de gerar uma interface gráfica dinâmica que consegue variar o valor da posição ganho K encontrada no root-locus e verificar a saída obtida pelo sistema, e com isso definir determinado valor para utilizar nas simulações dos diagramas de bloco realizados no SIMULINK. Utilizando a função “rlocus” novamente, foi encontrado o valor de K que pertence a região de operação determinada. Figura 8 – Ganho definido na região de operação Fonte: Elaborado pelos autores Para um ganho de valor igual a 4 para 𝜔𝑛 = 5,65 que é menor que o valor de 6 calculado anteriormente, a posição do polo é de 0,568, logo, aplicando a função “rltool” na posição aproximadamente de 0,568 foi simulado a seguinte interface: Figura 9 – Interface da função “rltool” no MATLAB Fonte: Elaborado pelos autores Para aproximadamente a posição raiz sendo 0,566 a resposta ao degrau pode ser observada na Figura 9, com isso sendo possível simular os resultados através dos diagramas de blocos pelo SIMULINK, e verificar a equivalência do sistema simulado. Foram desenvolvidos no SIMULINK a comparação entre o sistema digital projetado juntamente com a do sistema real contínuo, afim de verificar a equivalência entre as duas saídas. Vale ressaltar que para ambas as entradas, as simulações de saídas de diferenciem pelo fato de uma ser uma função contínua discretizada na sua forma íntegra e a outra é realizada a partir de amostragens provindas da conversão D/A, que transforma amplitudes digitais em uma função contínua alimentando a planta do projeto, e um conversor A/D fazendo assim com que na realimentação seja comparado o valor de saída em seu valor digital com a entrada digital. Primeiramente, segue abaixo o diagrama de blocos em malha fechada da resposta ao degrau do sistema digital desenvolvido em relação ao do sistema real contínuo: Figura 10 – Diagrama de blocos em malha fechada com resposta ao degrau Fonte: Elaborado pelos autores Em seguida, segue abaixo o diagrama de blocos em malha fechada da resposta impulsiva do sistema digital desenvolvido em relação ao do sistema real contínuo: Figura 11 – Diagrama de blocos em malha fechada com resposta ao impulso Fonte: Elaborado pelos autores Como observado na Figura 10 e Figura 11 o sistema superior relaciona a função transferência digital a qual o resultado pôde ser observado pela equação 8, enquanto na inferior é utilizada a função contínua expressa através da equação 1. Observa que para ambas a entradas, o controlador K possui o valor de 4, agindo como um controlador proporcional, possibilitando que o sistema atue sobre os parâmetros de projeto. Porém enquanto que para a malha superior o sistema já ter sido discretizado e o controlador enxerga-lo como um sistema digital, não há a necessidade do uso de conversores. Porém, em contrapartida para a malha inferior há primeiramente o uso do “Zero-Order Hold” que faz a função do conversor D/A do sistema, e em seguida a utilização de um bloco de multiplicação entre a saída contínua com um trem de pulsos, fazendo que através de um período de amostragem, a cada nível alto do impulso o sistema faça a amostragem do sinal contínuo de saída, e então atue como um conversor A/D. Com isso, para ambos os diagramas devido a entrada degrau e impulsiva as saídas foram interligadas a um “Bus Creator”, possibilitando que sejam simuladas de forma conjunta pelo “Scope”. Primeiramente, pode-se observar a simulação das duas malhas de controle em resposta ao degrau na figura abaixo: Figura 12 – Simulação da comparação entre as malhas em resposta ao degrau Fonte: Elaborado pelos autores Na qual a função em vermelha é referente a saída da função de transferência digital, e em azul a função contínua. Em seguida pode-se observar a simulação referente as duas malhas de controle em resposta ao impulso. Figura 13 – Simulação da comparação entre as malhas em resposta impulsiva Fonte: Elaborado pelos autores Na qual a função em vermelha é referente a saída da função de transferência digital, e em azul a função contínua. Vale ressaltar que, para fins de simulação o impulso possui um tempo em alto de 1 segundo, logo, deve-se analisar a resposta ao impulso a partir deste momento, onde o sistema começa a diminuir a sua amplitude. Ademais ambos os comportamentos das funções em relação as suas entradas foram equivalentes a aquelas simuladas de malha fechada no início no relatório, na Figura 2 e Figura 3, validando assim a forma de onda de saída do sistema realizado. Com isto, pode ser apresentado os diagramas de blocos de malha fechada simulados e em seguida desenvolvido a simulação das saídas referentes a resposta ao degrau e ao impulso de forma a comparar visivelmente a diferença entre a entrada através da função de transferência digital em relação a função contínua. Dando prosseguimento há também a possibilidade de realizar as simulações acima do circuito em malha aberta, ou seja, não há a realimentação da saída do sistema, fazendo assim que a precisão, por não ter a comparação do sinal de saída com a entrada de referência, seja inferior ao de malha fechada. Ademais, para o sistema de malha aberta do sistema contínuo não haverá a necessidade do conversor A/D, uma vez que a saída não será comparada com a entrada, como o da malha fechada. Segue abaixo o diagrama de blocos em malha aberta em resposta ao impulso do sistema digital desenvolvido em relação ao do sistema real contínuo: Figura 14 – Diagrama de blocos em malha aberta em resposta ao degrau Fonte: Elaborado pelos autores Pode-se observar a simulação das duas malhas de controle em resposta ao degrau na figura abaixo: Figura 15 – Simulação entre os sistemas de malhas aberta em resposta ao degrau Fonte: Elaborado pelos autores Na qual a função em vermelha é referente a saída da função de transferência digital, e em azul a função contínua, ambas em malha aberta. Em seguida, segue abaixo o diagrama de blocos em malha aberta da resposta impulsiva do sistema digital desenvolvido em relação ao do sistema real contínuo: Figura 16 – Diagrama de blocos em malha aberta em resposta ao impulso Fonte: Elaborado pelos autores Pode-se observar a simulação das duas malhas de controle em resposta ao impulso na figura abaixo: Figura 17 – Simulação entre os sistemas de malhas aberta em resposta ao impulso Fonte: Elaborado pelos autores Na qual a função em vermelha é referente a saída da função de transferência digital em malha aberta, e em azul a função contínua. Portanto, através dos presentes dados é possível realizar as considerações finais do relatório, englobando de forma geral o desempenho do sistema nas configurações simuladas. 4 CONSIDERAÇÕES FINAIS Realizando a conclusão do relatório há alguns parâmetros a serem analisados. Primeiramente a validação da modelagem do sistema digital desenvolvido em relação aos parâmetros de projetos propostos para o trabalho. Em seguida acomparação entre as configurações entre malha aberta e fechada em relação ao desempenho do sistema. Por fim uma análise do sistema fora da área de estabilidade adquirida pelo root-locus, apresentando a importância de se trabalhar com o sistema de forma estável. Com base nas simulações adquiridas no relatório, e tomando como base a Figura 12, a qual apresenta s simulação de ambas as malhas em resposta ao degrau, é possível realizar a validação dos parâmetros de performance propostos, com isso apresentando as respectivas análises dos valores obtidos. Na Figura 12 é possível verificar o tempo de subida, o máximo sobressinal e o tempo de estabelecimento do sistema. Segue abaixo uma nova simulação com os valores dos eixos para melhorar a visualização: Figura 18 – Simulação em pontos da comparação entre as malhas em resposta ao degrau Fonte: Elaborado pelos autores Na Figura 18 o tempo de subida está apresentado pelo cursor 1, enquanto para o tempo de estabelecimento é pelo cursor 2. Ademais, a porcentagem de overshoot é nula, pois para a função transferência na área de operação dada não há o máximo sobressinal. O tempo de subida, como expresso no decorrer do relatório, é composto pela variação de 10% a 90% do valor do regime permanente. Sendo o valor de regime em aproximadamente 9.091 (obtido pela simulação) o tempo de subida compreende os valores dentro do seguinte intervalo ∆𝑇, sendo possível verificar que foi inferior a 0,4 segundos, valor proposto pelo relatório. Figura 19 – Valores referentes a análise do tempo de subida do sistema Fonte: Elaborado pelos autores O tempo de estabelecimento compreende, como apresentado ao decorrer do trabalho, ao tempo do sistema para chegar a uma variação de 1% a 2% do valor total em regime. O valor encontrado foi inferior ao proposto pelo parâmetro para ser menor que 0,8 segundos. Figura 20 – Valores referentes a análise do tempo de estabelecimento do sistema Fonte: Elaborado pelos autores Realizado a análise acima dos parâmetros de projeto propostos, há a possibilidade de acima das simulações realizar a comparação entre o sistema em malha aberta e em malha fechada para ambas as respostas, ou seja, para a entrada degrau e impulso. Comparando as respostas entre malha aberta e malha fecha pode-se notar a diferenciação da configuração realizada. Uma vez que, em malha fechada ao realimentar o sistema o erro de regime permanente do sistema diminui, assim como o tempo de subida que acontece de maneira mais rápida, fazendo assim com que o sistema seja muito mais preciso, otimizado e garanta a resposta de maneira mais hábil dada a entrada do sistema. Além de aumentar a precisão e rejeitar o efeito de perturbações externas, a simulação em malha fechada melhora a dinâmica do sistema, podendo assim estabilizar o sistema que atua na região de instabilidade em malha aberta, o que no âmbito de sistemas de controle é de grande importância para o desenvolvimento de processos. Ainda falando sobre a região de estabilidade, através do root-locus (Figura 6) do sistema digital, e como citado no decorrer do trabalho, quanto mais longe do polo a raiz está, maior será o percentual de overshoot, o que ao ultrapassar a região do circulo unitário (plano Z) causa a instabilidade do sistema, ou seja, através da simulação foi possível verificar que para valores de ganhos acima de uma faixa entre 19 e 20 o sistema começa a entrar em instabilidade, sendo assim fugindo dos parâmetros de configuração do sistema de controle. Figura 21 – Simulação da função “rltool” para operação fora do root-locus Fonte: Elaborado pelos autores Fato que pode ser comparado a simulação do SIMULINK, onde ao aumentarmos o valor de K para valores acima do limite apresentado pelo root-locus, o sistema se torna instável. Figura 22 – Simulação da instabilidade para um valor acima dos encontrados no root-locus Fonte: Elaborado pelos autores Logo, através do presente relatório juntamente com as análises pertinentes para todo o seu desenvolvimento foram essenciais para apresentar a importância do planejamento de projetos de sistemas de controle, onde, muitas vezes em sistemas reais dos quais são mais perceptíveis a falhas e fatores externos, torna-se indispensável a garantia da estabilização do sistema, uma vez que, garantirá melhor otimização, confiabilidade, resposta e agilidade do processo. REFERÊNCIAS OGATA, Katsuhiko et al. Modern control engineering. Upper Saddle River, NJ: Prentice hall, 2010. DORF, R. C.; BISHOP, R. H. Sistemas de Controle Moderno; 8ª. Ed, LTC, Rio de Janeiro, 2001. ASSUNÇÃO, Edvaldo. Controle linear: Controle discreto. São Paulo. Universidade Estadual Paulista, 2020.
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